No se puede predecir la ganancia de circuito cerrado de este amplificador

Question

No se puede predecir la ganancia de circuito cerrado de este amplificador

especia
Física
cálculo
amplificador
bucle cerrado
retroalimentación negativa

Keno

Este es el circuito que estoy analizando actualmente: ( enlace al archivo LTSpice )

Estoy tratando de predecir la ganancia de bucle cerrado de cada etapa y la ganancia general (con todos los bucles cerrados).

Lo primero que hice fue calcular las condiciones de CC en el circuito para los parámetros dados y luego comencé a tratar con la retroalimentación de cada circuito. Además, al principio, conecté cada subcircuito por separado a una fuente, para facilitar las cosas.

esquemático

^{simular este circuito : esquema creado con CircuitLab}

FIGURA A:

$r_e = 43\Omega$ , $\beta = 250$ , $I_c = 600 \mu A$ , $r_\pi = 10.8k\Omega$ , $A_{ol} = 387$

$r_e = 26mV/I_e$ , $r_\pi = r_e *(\beta + 1)$ , $A_{ol} = \frac{(R_2 + R_1||R_\pi)||R_3}{r_e}$ (Carga NFB incluida)

Definí la ecuación de bucle cerrado de KCL

\frac{V_{I norte} - V_{B}}{R_{1}} - \frac{V_{O tu T} - V_{B}}{R_{2}} - \frac{V_{B}}{r_{π}} = 0

$\frac{V_{IN}-V_B}{R_1} - \frac{V_{OUT}-V_B}{R_2} - \frac{V_B}{r_\pi} = 0$ y consiguió

A_{C L (q 1)} = \frac{V_{O tu T}}{V_{I norte}} = \frac{R_{2}}{R_{1}} - \frac{V_{B} R_{2} (R_{2} r_{π} - R_{1} r_{π} + R_{1} R_{2})}{V_{I norte} R_{1} R_{2} r_{π}} = 30.4

$A_{CL(Q1)} = \frac{V_{OUT}}{V_{IN}} = \frac{R_2}{R_1} - \frac{V_B R_2(R_2 r_\pi - R_1 r_\pi + R_1 R_2)}{V_{IN}R_1 R_2 r_\pi} = 30.4$

En LTSpice medí $\frac{V_{OUT}}{V_{IN}} = 30.3$ , así que me acerqué bastante con la ecuación superior.

FIGURA B:

$r_e = 43\Omega$ , $\beta = 250$ , $I_c = 592 \mu A$ , $r_\pi = 66.2k\Omega$ , $A_{ol} = 63$

$r_e = 26mV/I_e$ , $r_\pi = (R_9+r_e) *(\beta + 1)$ , $A_{ol} = \frac{(R_7 + R_1||R_\pi)||R_5}{(R_9+r_e)}$ (Carga NFB incluida)

Definí la ecuación de bucle cerrado de KCL

\frac{V_{I norte} - V_{B}}{R_{1}} - \frac{V_{O tu T} - V_{B}}{R_{7}} - \frac{V_{B}}{r_{π}} = 0

$\frac{V_{IN}-V_B}{R_1} - \frac{V_{OUT}-V_B}{R_7} - \frac{V_B}{r_\pi} = 0$ y consiguió

A_{C L (q 2)} = \frac{V_{O tu T}}{V_{I norte}} = \frac{R_{7}}{R_{1}} - \frac{V_{B} R_{7} (R_{7} r_{π} - R_{1} r_{π} + R_{1} R_{7})}{V_{I norte} R_{1} R_{7} r_{π}} = 22.4

$A_{CL(Q2)} = \frac{V_{OUT}}{V_{IN}} = \frac{R_7}{R_1} - \frac{V_B R_7(R_7 r_\pi - R_1 r_\pi + R_1 R_7)}{V_{IN}R_1 R_7 r_\pi} = 22.4$

En LTSpice medí $\frac{V_{OUT}}{V_{IN}} = 21.3$ . No tan cerca del valor calculado como en la Figura A, pero lo suficientemente cerca para mí.

FIGURA C: (aquí las cosas no son como deberían ser, como se midió desde LTSpice)

Lo principal aquí era predecir la ganancia general del circuito de la Figura C. Pensé que lograría esto multiplicando la ganancia (activa) de bucle cerrado de cada subcircuito y también multiplicando la ganancia de entrada de cada subcircuito (pasivo - menor que 1), que entra en su lugar debido a la resistencia de entrada finita y la resistencia de salida distinta de cero de cada BJT. Al igual que:

A_{C L (O V mi R A L L)} = A_{PAG (q 1)} * A_{C L (q 1)} * A_{PAG (q 2)} * A_{C L (q 2)} = 354

$A_{CL(OVERALL)} = A_{P(Q1)} * A_{CL(Q1)} * A_{P(Q2)} * A_{CL(Q2)} = 354$

dónde

A_{PAG (q 1)} = \frac{r_{π (q 1)}}{R 1 + r_{π (q 1)}} = 0,65

$A_{P(Q1)} = \frac {r_{\pi(Q1)}}{R1+r_{\pi(Q1)}} = 0.65$

A_{PAG (q 2)} = \frac{r_{π (q 2)}}{((R_{2} + R 1 | | r_{π (q 1)}) | | R 3) + r_{π (q 2)}} = 0.80

$A_{P(Q2)} = \frac {r_{\pi(Q2)}}{((R_2 + R1||r_{\pi(Q1)})||R3)+r_{\pi(Q2)}} = 0.80$

En LTSpice, medí $A_{CL(OVERALL)} = 1135$ . Como puede ver, el valor medido es al menos 3 veces mayor en comparación con lo que calculé. Esta es una gran diferencia que no se puede aceptar. Entonces, cuando se combinan ambos subcircuitos, sucede algo que no pude predecir. Algo debe estar muy mal con mis cálculos, de lo contrario, un error tan enorme no ocurriría en este ejemplo.

¿Alguien puede decirme/explicarme, dónde me equivoqué al analizar este circuito específico? ¿Alguien puede detectar los errores que he cometido?

Tony Estuardo EE75

Omitió los efectos de la entrada, la reducción de la impedancia de salida de la retroalimentación negativa. Obtengo 14x50=700 de ganancia

Tony Estuardo EE75

eso fue @ 5V pero @ 12V, la ganancia es ~ 19 * 61 = 1160. Si quisiera construir esto para una salida de señal grande, entonces agregaría de 22k a 50k a través de Vbe2 para aumentar Vce a V+/2

Keno

@TonyEErocketscientist ¿Puedes explicar cómo obtuviste una ganancia de 1160?

Tony Estuardo EE75

¿Has mirado Zout1 y Zin2 a partir de comentarios negativos? Intenta obtener 2k y 3k respectivamente para estos. Esto reduce Av1 de 35 a ~30 y aumenta Av2 a 61,

Tony Estuardo EE75

Busque el teorema de Miller

Keno

@TonyEErocketscientist 2k y 3k para Zout1 y Zin2? ¿Cómo? Obtengo Zout1 alrededor de 16k y Zin2 alrededor de 50k. No hay forma de que estos dos parámetros tengan un valor tan bajo (valores de resistencia generales demasiado altos, flujos de corriente demasiado bajos). Tal vez podría proporcionar su forma de resolver la ganancia general de este circuito respondiendo esta pregunta.

Keno

@TonyEErocketscientist De lo contrario, soy bien conocido con el teorema de Miller. De lo contrario, no podría definir las ecuaciones superiores yo mismo y encontrar los parámetros necesarios.

Tony Estuardo EE75

existe un error aparente al aplicar aquí el teorema de Miller, ya que no se cumple el criterio de la suposición. Es una paradoja y difícil de calcular. Dado que Zout1 es bajo 2~3k, Av2=61 no es mucho menor que Aol2=63, así que fig B, Av2=R7/R1=220k/3k6=61 Puede probar el Zout1 y cambiar 1M a 10 ohmios. La paradoja es difícil de probar, pero fácil de medir ya que Zout1 se reduce, Av2 aumenta y Zin2 se reduce. tinyurl.com/y96cbh8c Cambiar 1M a 3k

Keno

@TonyEErocketscientist De acuerdo, para Zout1 obtengo el mismo resultado que tú, pero esta vez usando la fórmula

Z_{O U T} = \frac{v_{o u t}}{i_{o u t}} = \frac{V_{C}}{I_{C}}

$Z_{OUT} = \frac{v_{out}}{i_{out}} = \frac{V_C}{I_C}$ . Y todavía no entiendo por qué no puedo obtener el mismo valor con ecuaciones, que incluyen solo resistencias dinámicas y resistencias pasivas... ¿Qué tipo de paradoja es esta? ¿Por qué no se puede explicar? Estoy realmente ansioso por saber qué diablos está pasando con este circuito y por qué actúa de manera tan misteriosa. Realmente espero que pueda aclarar sus declaraciones por respuesta. O al menos señalarme una solución.

Tony Estuardo EE75

Bien, a continuación, en mi simulación, cuando esté estable, aumente C a 1mf en la primera etapa Vout para sondear. Luego reduzca la carga de 1M hacia abajo. Como esta carga de interfaz atenúa Av1 al mismo tiempo, aumenta la ganancia de retroalimentación en Av2 y la salida no cambiará, de ahí la paradoja de la ganancia constante hasta que cambie la corriente de polarización de CC que es o el punto de operación Vc inactivo, entonces la ganancia aumenta un poco con la corriente base como tu esperas . Luego, si se hace en Q1, también baja Zout1

Keno

@TonyEErocketscientist Whoa... No pensé que ese circuito pudiera estar operando de "tal" manera. ¿Cómo descubriste esto en primer lugar? Si me preguntas, no es tan obvio en absoluto. Pero aún así, ¿cómo lograste calcular Zout1 y Zin2? ¿En base a qué? ¿Qué fórmulas usaste para esos dos parámetros?

Tony Estuardo EE75

Lo descubrí cuando esperaba que la retroalimentación negativa y la reducción en la ganancia de bucle abierto tuvieran un efecto más fuerte en la reducción de Zout y lo mismo para Zin por experiencia. Verifiqué probando Z en Falstad por efectos de carga con hFE=250.

Keno

@TonyEErocketscientist Una cosa más. Usted dijo esto: "hay un error aparente al aplicar el teorema de Miller aquí, ya que no se cumple el criterio de suposición". ¿Que quieres decir con eso? ¿Que el teorema de Miller no se aplica en este circuito? ¿O que modelé el circuito de manera incorrecta (mientras usaba el teorema de Miller)?

Tony Estuardo EE75

"no se aplica" (con tanta precisión) ya que la carga es excesiva, algo sobre la ganancia de bucle y las relaciones R con una impedancia insuficientemente alta (en este caso, salida de Rc y disipador de corriente) factor k *Rc>>Rf

Tony Estuardo EE75

lo que hace que la figura B - R1 sea demasiado alta. Normalmente, la carga de CA es mucho mayor que Rc, pero aún ligeramente mayor que Zout1 desde neg. PENSIÓN COMPLETA. Escribe una carta a tu Prof.

G36

Su circuito no tiene ningún bucle de retroalimentación general, solo bucles de retroalimentación negativos locales. Por lo tanto, la ganancia de voltaje general no se puede llamar "ganancia de bucle cerrado".

Tony Estuardo EE75

@ G36 tal vez sea su semántica, pero un amplificador de retroalimentación negativa local todavía tiene ganancias de bucle abierto y cerrado. En general, se acordó que son 2 bucles en cascada con la impedancia de Miller interactuando en la ganancia de cada uno

Respuestas (2)

No se puede predecir la ganancia de circuito cerrado de este amplificador

Omitió los efectos de la entrada, la reducción de la impedancia de salida de la retroalimentación negativa. Obtengo 14x50=700 de ganancia
eso fue @ 5V pero @ 12V, la ganancia es ~ 19 * 61 = 1160. Si quisiera construir esto para una salida de señal grande, entonces agregaría de 22k a 50k a través de Vbe2 para aumentar Vce a V+/2
@TonyEErocketscientist ¿Puedes explicar cómo obtuviste una ganancia de 1160?
¿Has mirado Zout1 y Zin2 a partir de comentarios negativos? Intenta obtener 2k y 3k respectivamente para estos. Esto reduce Av1 de 35 a ~30 y aumenta Av2 a 61,
@TonyEErocketscientist 2k y 3k para Zout1 y Zin2? ¿Cómo? Obtengo Zout1 alrededor de 16k y Zin2 alrededor de 50k. No hay forma de que estos dos parámetros tengan un valor tan bajo (valores de resistencia generales demasiado altos, flujos de corriente demasiado bajos). Tal vez podría proporcionar su forma de resolver la ganancia general de este circuito respondiendo esta pregunta.
@TonyEErocketscientist De lo contrario, soy bien conocido con el teorema de Miller. De lo contrario, no podría definir las ecuaciones superiores yo mismo y encontrar los parámetros necesarios.
existe un error aparente al aplicar aquí el teorema de Miller, ya que no se cumple el criterio de la suposición. Es una paradoja y difícil de calcular. Dado que Zout1 es bajo 2~3k, Av2=61 no es mucho menor que Aol2=63, así que fig B, Av2=R7/R1=220k/3k6=61 Puede probar el Zout1 y cambiar 1M a 10 ohmios. La paradoja es difícil de probar, pero fácil de medir ya que Zout1 se reduce, Av2 aumenta y Zin2 se reduce. tinyurl.com/y96cbh8c Cambiar 1M a 3k
@TonyEErocketscientist De acuerdo, para Zout1 obtengo el mismo resultado que tú, pero esta vez usando la fórmula $Z_{OUT} = \frac{v_{out}}{i_{out}} = \frac{V_C}{I_C}$ . Y todavía no entiendo por qué no puedo obtener el mismo valor con ecuaciones, que incluyen solo resistencias dinámicas y resistencias pasivas... ¿Qué tipo de paradoja es esta? ¿Por qué no se puede explicar? Estoy realmente ansioso por saber qué diablos está pasando con este circuito y por qué actúa de manera tan misteriosa. Realmente espero que pueda aclarar sus declaraciones por respuesta. O al menos señalarme una solución.
Bien, a continuación, en mi simulación, cuando esté estable, aumente C a 1mf en la primera etapa Vout para sondear. Luego reduzca la carga de 1M hacia abajo. Como esta carga de interfaz atenúa Av1 al mismo tiempo, aumenta la ganancia de retroalimentación en Av2 y la salida no cambiará, de ahí la paradoja de la ganancia constante hasta que cambie la corriente de polarización de CC que es o el punto de operación Vc inactivo, entonces la ganancia aumenta un poco con la corriente base como tu esperas . Luego, si se hace en Q1, también baja Zout1
@TonyEErocketscientist Whoa... No pensé que ese circuito pudiera estar operando de "tal" manera. ¿Cómo descubriste esto en primer lugar? Si me preguntas, no es tan obvio en absoluto. Pero aún así, ¿cómo lograste calcular Zout1 y Zin2? ¿En base a qué? ¿Qué fórmulas usaste para esos dos parámetros?
Lo descubrí cuando esperaba que la retroalimentación negativa y la reducción en la ganancia de bucle abierto tuvieran un efecto más fuerte en la reducción de Zout y lo mismo para Zin por experiencia. Verifiqué probando Z en Falstad por efectos de carga con hFE=250.
@TonyEErocketscientist Una cosa más. Usted dijo esto: "hay un error aparente al aplicar el teorema de Miller aquí, ya que no se cumple el criterio de suposición". ¿Que quieres decir con eso? ¿Que el teorema de Miller no se aplica en este circuito? ¿O que modelé el circuito de manera incorrecta (mientras usaba el teorema de Miller)?
"no se aplica" (con tanta precisión) ya que la carga es excesiva, algo sobre la ganancia de bucle y las relaciones R con una impedancia insuficientemente alta (en este caso, salida de Rc y disipador de corriente) factor k *Rc>>Rf
lo que hace que la figura B - R1 sea demasiado alta. Normalmente, la carga de CA es mucho mayor que Rc, pero aún ligeramente mayor que Zout1 desde neg. PENSIÓN COMPLETA. Escribe una carta a tu Prof.
Su circuito no tiene ningún bucle de retroalimentación general, solo bucles de retroalimentación negativos locales. Por lo tanto, la ganancia de voltaje general no se puede llamar "ganancia de bucle cerrado".
@ G36 tal vez sea su semántica, pero un amplificador de retroalimentación negativa local todavía tiene ganancias de bucle abierto y cerrado. En general, se acordó que son 2 bucles en cascada con la impedancia de Miller interactuando en la ganancia de cada uno

G36 · Answer 1

Tenemos este circuito

esquemático

^{simular este circuito : esquema creado con CircuitLab}

Primero, necesitamos encontrar la ganancia de voltaje para una segunda etapa.

Este gan será igual a

A_{V 2} \approx \frac{R_{C 2} | | R_{L} | | R_{B 2}}{r_{mi 2} + R_{mi 2}} \approx \frac{16.3 k Ω}{263 Ω} \approx 62 V / V

$A_{V2} \approx \frac{R_{C2}||R_L||R_{B2}}{r_{e2}+R_{E2}} \approx \frac{16.3\textrm{k}\Omega}{263\Omega} \approx 62 V/V$

Para encontrar la ganancia de voltaje para una primera etapa, necesitamos conocer la impedancia de entrada de una segunda etapa.

Y podemos encontrarlo usando el teorema de Miller. ¿Cómo un casquete de Miller crea físicamente un polo en los circuitos?

R_{i norte 2} \approx \frac{R_{b 2}}{A_{V 2}} | | (β 2 \cdot (r_{mi 2} + R_{mi 2})) \approx 3.36 k Ω

$R_{in2} \approx \frac{R_{b2}}{A_{V2}}|| \left(\beta2\cdot (r_{e2}+R_{E2}) \right) \approx 3.36\textrm{k}\Omega$

Trate de derivar la expresión completa para $R_{in2}$

Ahora la ganancia de voltaje de la primera etapa:

A_{V 1} \approx \frac{R_{C 1} | | R_{i norte 2} | | R_{B 1}}{r_{mi 1}} \approx \frac{2.8 k Ω}{43 Ω} \approx sesenta y cinco V / V

$A_{V1} \approx \frac{R_{C1}||R_{in2}||R_{B1}}{r_{e1}} \approx \frac{2.8\textrm{k}\Omega }{43\Omega} \approx 65 V/V$

Y la impedancia de entrada:

R_{i norte 1} \approx \frac{R_{b 1}}{A_{V 1}} | | (β 1 \cdot r_{mi 1}) \approx 2.57 k Ω

$R_{in1} \approx \frac{R_{b1}}{A_{V1}}|| \left(\beta1\cdot r_{e1}\right) \approx 2.57\textrm{k}\Omega$

Entonces la ganancia de voltaje total es:

A_{V} = \frac{R_{i norte 1}}{R_{gramo} + R_{i norte 1}} \cdot A_{V 1} \cdot A_{V 2} \approx 1180 V / V

$A_V =\frac{R_{in1}}{R_g + R_{in1}}\cdot A_{V1}\cdot A_{V2} \approx 1180 V/V$

¿Ves tu error ahora?

EDITAR

Y puede usar LTspice para confirmar estos resultados. Y lo más fácil será si usas AC Analysis. Y configure la fuente de CA en 1V. Gracias a esto obtendrás el resultado directamente en V/V.

Ver el ejemplo

Como puede ver, configuré la fuente de CA en 1V y la ganancia de voltaje de la primera etapa sola es V(vin2)/V(vin1) igual a 63,4 V/V.

Y al usar el análisis de CA, puede trazar Rin, Rout sin ningún problema.

Por ejemplo, Rin2 es V(vin2)/I(C2)

Bien hecho. Veo lo que quieres decir con este método de relaciones de impedancia
Dudo que alguna vez encontraría este término $\frac{R_b}{A_V}$ para $R_{in}$ por mi cuenta, sin embargo. Entonces, debe tener bastante experiencia en la definición de parámetros de circuitos, ¿verdad?
@Keno ¿No reconoces el teorema de Miller en el trabajo? electronics.stackexchange.com/questions/336474/… Si conecta una resistencia entre la entrada y la salida de un amplificador inversor con una ganancia de A. Esta resistencia ahora se verá como R/(A + 1). Y en su circuito, R2 y R7 son las resistencias que se conectaron entre la salida y la entrada de un amplificador inversor.
Quiero decir, ¿encontraste esa fórmula tú mismo usando el teorema de Miller? ¿O lo encontraste en otro lugar? Porque dudo que hubiera logrado definirlo yo mismo.
Los escribí por inspección. Es bastante fácil. Note que gracias al Teorema de Miller podemos ver a R2 como una resistencia R2/(1+AV) conectada entre base y tierra. Y a la salida, como resistencia R2 conectada entre colector y tierra. Por lo tanto Rin1 = R2/(1+AV)||r_pi y la ganancia de tensión AV = (Rc||R2||Rin2)/re
Además, debo agregar que este "método" (usando el Teorema de Miller) solo da resultados aproximados. Porque la "ecuación de Miller" asume un amplificador de voltaje ideal con Rin = 00 y Rout = 0.
Mire aquí otros ejemplos electronics.stackexchange.com/questions/366848/… y este electronics.stackexchange.com/questions/372891/…
Lo único que me molesta en su respuesta es que muestra cómo calcular la ganancia de voltaje de cada etapa. Pero, ¿deberíamos hablar de ganancia de bucle cerrado aquí? ¿O ganancia de bucle abierto? Sé que consideró los efectos de carga de NFB o R_b para cada ganancia de voltaje de etapa, pero eso todavía me parece una ganancia de bucle abierto. Por lo general, cuando tiene un amplificador con NFB, primero calcula la ganancia de bucle abierto y luego la aplica a la ecuación de bucle cerrado: $A_{CL}=\frac{A_{OL}}{1+A_{OL}\beta}$
¿Cómo definiría la ganancia de bucle cerrado en su circuito? ¿Si tenemos dos amplificadores separados conectados en cascada?
@G36 No es un circuito cerrado general. No existe tal cosa en este circuito. Pero la ganancia de circuito cerrado de cada etapa. Por lo general, primero se calcula la GANANCIA DE BUCLE ABIERTO de un circuito y también se define beta (factor de retroalimentación). Luego se calcula una GANANCIA DE LAZO CERRADO utilizando la ganancia de lazo abierto y beta. ¿No estarías de acuerdo?
En mi análisis, no utilizo ninguna "teoría de la retroalimentación". Solo uso "técnicas de análisis de circuitos" para resolver una ganancia de voltaje directamente sin involucrar ninguna teoría de retroalimentación. Y su principal error fue asumir erróneamente que la segunda etapa también es impulsada por la resistencia R1. Y no incluye correctamente el efecto de carga. Su fórmula Acl(Q1) ya incluye la impedancia de entrada y el efecto de carga R1. Entonces, Ap(Q1) no es necesario y también es incorrecto.
Ap (Q2) también es incorrecto, el correcto es. Ap(Q2) = Rin2/(Rout(Q1) + Rin2) y Rout(Q1) ≈ 2,14 kΩ y Rin2 ≈ 3,36 kΩ, por lo que Ap(Q2) = 0,61. Y por eso Vin2/Vin=Acl(Q1) x Ap(Q2) = 18.6V/V. y finalmente la ganancia de Vin2 a Vout es igual a Vout/Vin2 = Aol(Q2)
@G36 Una cosa más. Entonces, ¿R2 y R7 siguen siendo resistencias de retroalimentación? ¿Se está retroalimentando la señal del colector a la base a través de R2 y R7? ¿O solo afectan las corrientes de polarización? ¿Cómo reaccionaría el circuito si elimináramos esas resistencias de retroalimentación del circuito y las bases de polarización de -12V (no del colector)? ¿Eso afectaría el rendimiento de un amplificador? ¿Cómo?
@Keno Sí, son resistencias de retroalimentación negativa. El voltaje de salida se muestrea y la señal se retroalimenta en paralelo (derivación) con la entrada. Así que tenemos retroalimentación de voltaje-derivación (voltaje-paralelo, derivación-derivación). Y si elimina esta retroalimentación negativa para las señales de CA dividiendo R2 por la mitad y agregando un capacitor en el punto medio. obrazki.elektroda.pl/6625921400_1534097623.png La ganancia del amplificador aumentará, Rin y Rout también aumentarán.
@G36 Bien, eso parece lógico. Pero con respecto a la estabilidad, ¿cómo sabré si tener NFB para cada Q es algo bueno?
Es mejor usar una retroalimentación negativa global (retroalimentación en serie de voltaje) con alguna resistencia de degeneración del emisor.

analogsystemsrf · Answer 2

Tienes alrededor de 10 voltios en cada transistor Vce. El IC es de 0,5 mA. El 'reac' es 26/0.5 = 52 ohmios.

Divida el Rc de la primera etapa, 18,000/52 ~~ 360X de ganancia, ignorando EarlyVoltage y siendo cargado por la segunda etapa.

La segunda etapa tiene una reacción total de 220+52 = 270 ohmios. La ganancia será de 18 000 / 270 = 54x.

Nota: estoy ignorando cómo Stage2 Rin carga Stage1.

Solo mencionó las ganancias de bucle abierto de cada Q, individualmente. Esto es fácil de lograr. Es más difícil de explicar por qué la ganancia de bucle cerrado no se puede calcular con mis ecuaciones.
@analogsystemrf, puede medir Zout y tinyurl.com/y96cbh8c abriendo etapas (tirar de C hacia arriba) y cargando una sonda de 1M acoplada a CA para reducir el voltaje en un 50 %. (y aumentando f o C) luego mida Zin2 reduciendo 1M sonda R para obtener la misma ganancia AV1 cuando esté conectado.
Cometió su error allí cuando dijo que hay 10V = Vce en cada transistor. Tienes aprox. 10,8 V = V_RC y 1,2 V = V_CE.
@ Keno Sí. Dado que la proporción de Rb a Rc es solo de 10: 1, sabía que el voltaje colector-emisor sería bajo. Hice todos los cálculos de Ic basados en 10 voltios en los 18Kohm Rc. Gracias.

No se puede predecir la ganancia de circuito cerrado de este amplificador

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Tony Estuardo EE75

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