Diseño de demodulador IR

Estoy de acuerdo con Tony, también usaría un receptor IR integrado. El único problema parecía ser los 32kHz, los módulos receptores IR suelen ser de banda estrecha alrededor de 38kHz a 56kHz. Pero cuando revisé a mi proveedor habitual, Vishay, también parece que tienen módulos no específicos de protocolo que cubren 32 kHz, como este .

La principal ventaja de este tipo de módulos es que hace mucho más que su circuito:

El AGC (Control Automático de Ganancia) es importante. Garantiza que la sensibilidad se ajuste cuando se recibe una señal adecuada, de modo que se suprime el ruido (por ejemplo, de los balastos de iluminación fluorescente HF).

Respuesta reescrita debido a nueva información de Jason:

Algunas otras respuestas hablan sobre el uso de un IC recibido por IR personalizado, que es lo que tendería a hacer, excepto cuando el precio fuera absolutamente crucial y pudiera hacer un diseño más económico con un rendimiento aceptable discretamente.

Pero, esta respuesta tiene como objetivo hacer que el circuito existente funcione como debería, según lo solicitado.

Hoja de datos del amplificador operacional MCP601 aquí
Este es un suministro único, salida de riel a riel, Vin = tierra a Vdd-1.2V. Entonces con Vdd = V5.0 = 5V Rango de Vin = 0 - 3.8V.
Establezca idealmente el punto medio en aproximadamente el rango/2 = 1,9 V más o menos, pero el uso de 2,5 V está bien.

R31 a Vtierra = Vdd/2 proporciona el nivel de CC para la entrada y salida del opamp. ¡Sin señal Vout = V5.0/2 = 2,5 V, por lo que la salida de D5 será de aproximadamente 2,7 Vd = 2,5-0,5 =! 2,2 V. Idealmente, desea que Vout ~+ 0 en la entrada 0; consulte a continuación.

El filtro parece tener potencial para una ganancia masiva en alguna frecuencia (~~R17/R18 = 400:1 como se indica); si esto ocurre en algún lugar depende de la acción general del filtro. Me sentiría más cómodo si se describiera la base del diseño.

C16/R31 proporciona un paso alto a << 1 kHz, muy por debajo de la frecuencia IR.
Puede aumentar esto hasta que se acerque a la frecuencia IR, pero lo suficientemente lejos para un bit de atenuación mínimo que depende de si fue una parte formal de su diseño de filtro general; si no lo fue, debería serlo. Para obtener los mejores resultados, la respuesta de frecuencia general del extremo frontal debe adaptarse para ser un paso de banda de características diseñadas.

Prueba esto: _

Objetivo: salida del amplificador operacional del par de CA, por lo que
Vout = picos de señal positiva del amplificador operacional - V_D5

• Conduzca D5 con un condensador = Cout = digamos 10 uF electrolítico para que D5 funcione con CA.

• Agregue D6 a tierra con el cátodo D6 al ánodo (entrada D5) y el ánodo D6 conectado a tierra.

Esto hace que los semiciclos positivos pasen a través de D5 y carguen C15 y los semiciclos negativos pasen a través de D6 a tierra.
Esto es potencialmente "un poco difícil" en U1a y Cout = 1 uF puede ser suficiente.
Cout > C15, a Cout >> C15 es deseable para evitar que los dos dividan demasiado los picos positivos de salida.

Informe.

Además de lo que otros han dicho, me gustaría señalar que la disposición de su filtro es sospechosa. A primera vista, la parte del circuito desde el pin 3 de U1 al pin 1 de U1 parece un filtro de paso de banda típico de segundo orden, pero en lugar de controlar el lado izquierdo de R18 y conectar a tierra la entrada no inversora de U1, está haciendo lo mismo. opuesto, es decir, usándolo en una configuración no inversora.

En esta configuración, actúa como un filtro de paso alto de segundo orden con una ganancia de alta frecuencia de 1 que tendrá ganancias de 1 tanto en baja como en alta frecuencia (considere frecuencias muy altas en las que C1 y C5 son efectivamente cortocircuitos, o en CC con los condensadores retirados, y verá un amplificador de ganancia unitaria).

Según mis cálculos, tiene una frecuencia central de 14,5 kHz y una Q de 10 (es decir, una ganancia de 10 a 14,5 kHz) en la que se alcanzará la ganancia máxima de alrededor de 200. A los 32kHz, la ganancia casi vuelve a 1 alrededor de 10 (y nunca se alcanzará una ganancia de 400).

Los cálculos que he usado son...

Poniendo :-$R=R_{18}$= 2.49k

$C=C_1=C_5$= 220pF

$k=\dfrac{R_{17}}{R_{18}}=401.6$

Yo obtengo :-

$f_0 = \dfrac{1}{2\pi RC\sqrt k}$= 14,5kHz y

$G_{max} = \dfrac{1+k}{2}$= 201,3

Editar

Para responder a su pregunta sobre 'k', se usa comúnmente para indicar una constante o un factor; en este caso, lo he usado para la relación R17/R18. A medida que aumente la relación, obtendrá más ganancia en la frecuencia central, pero la frecuencia central disminuirá al mismo tiempo.

Pero antes de continuar, considere lo que dijo Tony Stewart sobre los niveles de ruido ambiental. ¿Necesitas un filtro así? En cualquier caso, evitaría los filtros activos de alto Q: son demasiado sensibles a las tolerancias de los componentes. También evitaría los filtros con una ganancia de banda de paso muy alta por la misma razón. Si necesita mucho rechazo fuera de banda, considere colocar en cascada filtros de paso alto y paso bajo separados. También puede considerar el uso de un bucle de bloqueo de fase (PLL) o filtrado digital, pero no sabemos cómo es su entorno operativo.

Si este es un proyecto personal y desea experimentar un poco sin usar un receptor IC como sugiere stevenvh, haría lo siguiente. En primer lugar, desea convertir la corriente del fotodiodo en voltaje, por lo que R34 debe ser lo más grande posible. Pero esto viene con algunas compensaciones. Si su nivel de luz ambiental (por ejemplo, la luz del sol) le da más de 150 uA o menos de corriente de diodo, privará al diodo de polarización y su sensibilidad se reducirá (es decir, se saturará). Así que coloque su receptor en las condiciones más brillantes que pueda experimentar y mida el voltaje en la unión del diodo y R34. Si es más de 3V más o menos, es posible que tenga problemas (dependiendo del diodo) y es posible que deba reducirR34. Si puede ver la forma de onda aquí con un osciloscopio, ¿qué sucede a medida que aumenta la iluminación de fondo con su señal de 32 kHz presente? Si la amplitud de la señal no se reduce, es posible que pueda aumentar R34 a 100k, digamos. Mucho más alto que esto y es posible que no vea ningún aumento adicional en la señal debido a la capacitancia.

Un osciloscopio también le dirá cuánta ganancia adicional necesitará y si la interferencia fuera de banda de la iluminación artificial, los controles remotos de TV, etc. requieren que filtre la señal aún más.

Antes de diseñar cualquier cosa, necesita chicos de especificaciones. Tasa de datos Rango de señal Patrón de transmisión, ciclo de trabajo, etc. Diseño de distancia de sensibilidad Factores de ruido ambiental (luz solar, FL lineal, etc.) Niveles de señal o ganancia necesaria. ¿Opciones V+? Tamaño, costo, cantidad a realizar, etc., etc.

El diseño anterior está bien. Utiliza inversores CMOS "sin búfer" que tienen una ganancia de 10. Los inversores "con búfer" tienen 3 etapas, por lo tanto, ganan = 1000. En ese diseño anterior, el CMOS se usaba como un amplificador lineal con retroalimentación negativa. El filtro de cerámica es un alto Q BPF. El detector/discriminador da una respuesta limpia.

Personalmente, usaría el dispositivo receptor TI o Sharp IR con filtro de bloqueo de luz diurna, AGC, detector de datos y detector de señal Rx.

Cualquier canal de comunicación debe tener una tasa de error aceptable deseada distinta de cero. Debe haber un ancho de banda conocido o una latencia permitida para la señal y un nivel de ruido ambiental bien definido en el peor de los casos, ya sea EMI, luces parpadeantes del sol o controles remotos IR perdidos que intentan bloquear su señal. ¿Puedes definir estos primeros? Luego defina la distancia del canal. Una vez que se da una especificación, un diseño puede comenzar, no antes.

Pero si tuviera que adivinar una gran solución.

Utilice un diseño prudente que también proporcione una apertura para bloquear la luz parásita para la detección de la línea de visión. De lo contrario, la distorsión de múltiples rutas y el movimiento errante entre las rutas pueden afectar la tasa de error.

Entonces usa este chip de $1. http://www.vishay.com/docs/81764/tsop852.pdf

Tenga cuidado con las fallas de ingreso de humedad si no se sueldan correctamente. Estos dispositivos utilizan un epoxi transparente de baja temperatura.

Acabo de encontrar una solución de $0.75 http://media.digikey.com/pdf/Data%20Sheets/Vishay%20Semiconductors/TSOP392.pdf ¿Se ajusta a su presupuesto?... Asegúrese de filtrar y regular su V+.