Calentamiento del núcleo del transformador Flyback

Estoy diseñando un convertidor flyback en modo de conducción discontinuo, 100kHz usando UC3844 IC con la especificación. 220V,50Hz a 5V 5A. El problema es que después de probarlo durante una hora, el transformador comienza a calentarse (probé con diferentes núcleos).

Temperatura ambiente: 27°C

Especificaciones del transformador:

  • 1er intento: núcleo EE20/10/6, separación de 0,5 mm, Al=100 nH/vueltas2 ( hoja de datos EE20/10/6)

  • Relación de vueltas: 21 para mantener bajo el Vds (máx.)

  • Primario: 1,7 mH, 30 SWG, 130 vueltas, 1 hebra

  • Secundario: 5-6uH, 6 vueltas, 30 SWG, 7 hilos (lo sé, el diámetro que usé es muy bajo, pero podría caber solo esto en el área de bobinado y los hilos deben aumentarse, para fines de prueba diseñé esto)

  • Auxiliar: 52uH, 14 vueltas, 30SWG, 1 hilo.

Con esta configuración, el transformador se calentaba hasta 80 °C en solo 30 min.

Según los cálculos de la pérdida del núcleo, llegaba a 170 mW, pero las pérdidas del cobre eran enormes.

Primario: Irms=0.4A, Resistance_dc=(longitud total) Res. por longitud, Rp=(7,6 4 130) 0,221 mOhm=873mOhm, P=0,4 0,4 ​​0,873*1,5=0,2W.

Secundario: Irms=9A, R_dc=(7.6 4 6/5) 0.221=8mOhm, P=9 9*.008*1.5=0.972W(Este es el problema)

Al ver esto con la resistividad térmica de 50K/W, la temperatura subiría a casi 80°C. Por lo tanto, confirma el problema.

No pude colocar más bobinado de diámetro en esta bobina, tuve que aumentar el tamaño del núcleo.

2do intento: EE25/13/7 Separación de 0,2 mm Al=290 nH/vueltas2 EE25/13/7

  • Mismos parámetros de inductancia.
  • Primario: 77 vueltas, 30 SWG, 1 hebra
  • Secundario: 22SWG, 5 hilos, 4 vueltas.

Pero incluso entonces sigue subiendo a 65-70°C.

Actualmente trabajando al 78% de eficiencia.

  • ¿Qué está pasando en este caso?
  • ¿Son correctos mis cálculos anteriores?
  • ¿Se debe a que la resistencia de CA ha aumentado debido al efecto de la piel desde que opera a 100 Khz debido al cable 22SWG, o algo más?

Editar:

3er intento:

Núcleo EE25/13/7: espacio de 0,4 mm, 187 nH/vueltas2 [antes (340 nh/vueltas2)]

  • Primario: 30SWG, 1 hebra, 95 vueltas, 1,6 mH
  • Secundario: 22SWG, 5 hilos, 5 vueltas, 5,2 mH
  • Auxiliar: 35 SWG, 1 hilo, 16 vueltas.

Aunque la temperatura disminuyó, pero aún ronda los 65 ° C.

Diagrama de circuito:

Tendemos a diseñar para una división más uniforme de la disipación. No digo 50:50, pero 1 vatio de cobre y 170 mW de ferrita es una gran proporción. Un pequeño aumento en el flujo y una reducción en las vueltas probablemente resultaría en menores pérdidas generales. No olvide que la resistividad del cobre aumenta un 10 % cada 25 °C, por lo que sus pérdidas de cobre se subestiman si se basan en mediciones de resistencia a temperatura ambiente, y luego su resistencia de RF es mayor que el valor de CC.
Sí, estás en lo correcto. Es por eso que en el siguiente núcleo que probé, usé cables de cobre 22SWG de 5 hebras en EE25/13/7. Todavía se estaba calentando hasta 70degC. Actualicé mi tercer intento también arriba.
No conseguía que bajara el gap, ya que entonces iría hacia la saturación. Por debajo de 0,3 mm, en EE25/13/6, Core comenzaría a saturarse, por eso el nuevo diseño es para 0,4 mm.
100 Kelvin-Hertz es una unidad sin sentido para esta pregunta.
¿Qué material de núcleo estás usando? ¿Qué oscilación de flujo calculaste?
@OlinLathrop, lo siento, pero ¿qué es kelvin-hz? (escuché este término por primera vez)
@winny, estoy usando material n27 en la hoja de datos provista. Calculado según la fórmula dada en el libro de hojas de datos. Idc=(0.9*Al/K3)^(1/K4). Dado que el pico de corriente primaria será 0.6-0.7A. Por lo tanto, mantuvo la corriente de saturación a 1A.
Como dije, no tiene sentido, pero lo especificaste en la primera oración de tu pregunta.
@OlinLathrop, perdón por el error de tipeo, son 100 kiloHz.
"Por lo tanto, mantuvo la corriente de saturación a 1A". No está mal, pero bastante al revés. Si su ondulación actual es 0.6-0.7 Apk-ok, ¿cuál es su oscilación/ondulación de flujo? N27, hace años que no veo eso. ¿Va por el costo mínimo de la lista de materiales?
¿Por qué multiplicas las potencias resistivas por 1,5? ¿Se enfrió el transformador sin carga?
@winny, sí, en realidad estoy tratando de obtener un costo mínimo de BOM.
@Andyaka, multiplicando las potencias resistivas por 1.5 para tener en cuenta la resistencia de CA para los devanados intercalados.
Ok, pero aún no ha mostrado sus cálculos de cambio de flujo. ¿Cómo terminó con esos 170 mW de pérdidas en el núcleo? Es posible que descubra que en un diseño de pérdida limitada del núcleo, elegir un núcleo más caro con menos pérdidas puede hacer que el transformador en general sea más económico. Su experiencia puede ser diferente.
@winny, estaba diseñando en base a DelB=2200 Gauss. Entonces, Bmax=1100 Gauss. en este diseño estaba calculando pérdidas por encima del núcleo.
@winny En esto reúno el cálculo, lo estaba haciendo por uno diferente y así obtuve estos resultados para delb swing, delBswing=(311*5/(95*52))=.3157T. Enorme, lo sé. Por eso a 100Khz, 200mW/cm3--> significa 0.604W. Es por eso que restringimos el ciclo de trabajo al 37% para que Bmax no suba más. delB=2329 Gauss.
En flyback, desafortunadamente, debe considerar todo a la vez. Si diseña para un ciclo de trabajo en particular, eso establecerá su relación de vueltas que establecerá su tensión de tensión y así sucesivamente. Usted "necesita" N87 para ese cambio de flujo o incluso PC95.
Compré material N87, lo cambiaré en consecuencia.

Respuestas (1)

Creo que tiene un problema de saturación de núcleo límite pero significativo. Usando su tercer ejemplo, la corriente en el primario aumenta a una tasa de V / L, donde V es de aproximadamente 311 voltios (CA rectificada y suavizada) y L es de 1,6 mH. Entonces, en 5 us esperaría ver el aumento actual a aproximadamente 1 amperio.

Esto se basa en la fórmula básica del inductor de V = L.di/dt

5 us es el tiempo para un ciclo de trabajo de 50:50 a una frecuencia de conmutación de 100 kHz

La fuerza motriz del magneto primario (MMF) es amperios vueltas o 1 x 95 At. Pero, para calcular el campo H, necesitamos la longitud efectiva del núcleo (57,5 mm en la hoja de datos vinculada en la pregunta), por lo que H = 1652 At/m.

Un núcleo sin espacios ciertamente se saturaría, pero el suyo tiene espacios y tiene una permeabilidad efectiva de alrededor de 170 en comparación con una permeabilidad de alrededor de 1520 sin espacios (nuevamente, estos fueron números que calculé a partir de la hoja de datos que vinculó). El efecto de la brecha puede verse como una reducción del campo H, por lo que su campo H se reduce a un valor equivalente de alrededor de 185 At/m para un núcleo sin brecha. Esto nos permite mirar la curva BH publicada.

Ahora, si observa la curva BH para N27, verá esto: -

ingrese la descripción de la imagen aquí

En los dos diagramas me he tomado la libertad de dibujar una línea roja que muestra dónde se encuentra el valor máximo del campo H equivalente sin intervalos (185 At/m). Como se puede ver en el diagrama de la izquierda (ambiente de 25 grados C), 185 At/m está comenzando a saturar significativamente su núcleo.

Es bastante crítico que un transformador flyback no se sature demasiado.

Entonces, a medida que el núcleo se satura, la inductancia tiende a caer y, en lugar de un aumento lineal en la corriente por microsegundo, obtienes un aumento aparentemente fuera de control como este: -

ingrese la descripción de la imagen aquí

Esto puede conducir a un aumento muy significativo en el campo H pico y el núcleo comienza a calentarse bastante. Pero, usted puede decir: -

Entonces, qué, el controlador limitará la corriente a la necesaria para almacenar solo la energía necesaria para pasar a la carga secundaria

Sin embargo, a medida que el núcleo se satura, la inductancia cae, entonces, ¿cuál era la corriente suficiente (para un valor dado de inductancia y, por lo tanto, la cantidad correcta de energía basada en E = I 2 L / 2 ), ahora necesita ser más actual.

¿Ve el problema y esto ni siquiera está considerando lo que sucede cuando el núcleo se calienta (vea el gráfico a la derecha en la imagen de arriba). A 100 grados C hay aún más saturación del núcleo.

Creo que te estás encontrando con problemas de saturación.

Gracias por la respuesta detallada. Por lo tanto, la solución sería aumentar la frecuencia y luego probar lo que sucede o optar por un núcleo más grande (compensación por un pcb pequeño). Pero aún así, como explicó, estoy limitando la corriente usando una resistencia de 1.3 ohmios, para que no permita que el transformador llegue al punto de saturación, no puedo entender cómo eso va a ser un problema, si no lo hago t llevarlo al punto de saturación
Sin embargo, me di cuenta de una cosa más, ya que va a la saturación en 1A, cuando estaba usando <0.83 ohmios de resistencia, su inductancia magnetizante estaba consumiendo mucha energía para que el amortiguador la descargara.
El umbral de CS es típicamente de 1,04 voltios (figura 19 en el DS) y su resistencia de detección de 1,2 ohmios (según su esquema) significa que la corriente máxima es de 867 mA. Dado también que hay un retraso de 45 ns en el apagado de la corriente, eso es otro aumento de 10 mA (más o menos) antes de que se desactive el MOSFET. También tiene un filtro RC que puede agregar un poco a la sincronización y dar un poco más de corriente, por lo que alrededor de 900 mA es probablemente su I (límite) y todavía está significativamente en la región de saturación.
También señalaré que su amortiguador también podría eliminarse porque con una resistencia de 50 kohm y un condensador de 50 nF, esa tapa nunca se descargará de forma cíclica. Piense en la constante de tiempo y el efecto del diodo cargando ese capacitor. La tapa se carga hasta cierto valor y se descarga lentamente antes de que el diodo deje caer más energía en ella. Esto significa que la tapa sigue cargándose y cargándose y es posible que falle fácilmente el MOSFET.
Entonces, probablemente debería optar por una frecuencia más alta. ¿Bien?
Probé los resultados sin amortiguador y vi que está cruzando el umbral máximo de MOSFET, por eso agregué amortiguador. Voy a ajustar para disminuir el valor de la capacitancia
Tal vez pruebe 150 kHz para empezar y mejore ese amortiguador; tal vez use un zener para garantizar que no se pueda exceder el voltaje máximo del MOSFET. No es el valor límite, es la resistencia la que es demasiado alta, la energía se vierte en la tapa y la resistencia debe gastarla completamente entre los tiempos de retorno.
Calentamiento del núcleo del transformador Flyback
RespuestasAquíPolítica de privacidad1y, 1v