¿Cómo alcanzar un ruido de corriente de ~ 50 nA pp en una fuente de corriente de ~ 200 mA?

El tema principal es: eliminar las fuentes de 1/f en la medida de lo posible y limitar el ancho de banda como se desee. Sugiero el siguiente circuito principal (los detalles se agregan más abajo):

Resistencia de bajo ruido

La principal fuente de ruido 1/F es R1 (en este nivel actual). Por lo tanto, utilice una resistencia con un índice de ruido bajo . Esto no tiene nada que ver con su valor como el ruido de Johnson, sino que es una propiedad material. Vishay es bien conocido por sus resistencias de "lámina de metal a granel" de índice de ruido ultrabajo , que encajan bien aquí. El valor exacto y la tolerancia no son tan críticos, pero deben seleccionarse para obtener 200 mA. R1 tiene que disipar algo de potencia, concretamente (V1)²/R1. Esta es una de las razones por las que el voltaje de referencia debe ser bajo. Si no quiere las resistencias de lámina de metal, tome un bobinado. Estos también son buenos cuando tanto el bajo índice de ruido como la alta disipación son importantes.

¿Qué tan bajo es necesario un índice de ruido? Tendrá que permanecer por debajo del ruido 1/f de la referencia de voltaje, que generalmente es de alrededor de 50 nV/rtHz a 1 Hz (cifra aproximada). Con un índice de ruido de -40 dB y un voltaje de referencia de 2,048 V, el exceso de ruido a 1 Hz es de 13,5 nV/rtHz, lo que sería aceptable. Sin embargo, si el voltaje de referencia es mayor, el exceso de ruido aumenta proporcionalmente. Si busca una referencia Zener enterrada de ~ 7 V y su ruido 1 / f ligeramente más bajo, está buscando una resistencia con algo mejor que -50 dB. Esto es ambicioso (su resistencia típica de película delgada de precisión de bajo ruido estará en el pallpark de -30 dB. Solo use piezas que tengan el índice de ruido realmente clasificado.

EDITAR: En realidad, parece que con resistencias tan bajas de menos de 100 ohmios, el índice de ruido es un problema menor, como se demuestra en este excelente y exhaustivo estudio . La mayoría de las partes están muy por debajo de -40 dB incluso a 100 ohmios, por lo que una resistencia más baja y una potencia más alta mejorarán esto aún más. Supongo que las cifras que mencioné anteriormente son más habituales para resistencias de tamaño ~ kOhm.

Voltaje de referencia de baja deriva

Luego tome una referencia de voltaje de alta calidad, con un voltaje bajo, por ejemplo, 1,25 V. El voltaje más bajo tendrá menos amplificación interna y menos ruido 1/f del IC de referencia. La mayoría de las referencias tienen un índice de ruido en ppm de rms nominal. Como desea una corriente con un ruido RMS de ~0.1 ppm, lo mismo ocurre con la referencia de voltaje. Fuera de la caja, todas las referencias de banda prohibida de bajo ruido son más altas que esto en el rango de 0,25 ppm a 0,5 ppm. Para alcanzar un ruido de voltaje pico a pico realmente bajo con referencias de banda prohibida, el paso bajo tiene que ser bastante fuerte. 100kOhm + 1000µF son buenos valores como se explica al final. Los valores exactos de R2/C2 y del voltaje de referencia solo son importantes si le importa la precisión absoluta de los 200 mA. La corriente del diodo vendrá dada por V1/R1. Una parte que parece apropiada es el LTC6655CHMS8-1.25.

Alternativamente, los tipos Zener enterrados como el LTZ1000 generan un ruido proporcional más bajo de menos de 0,2 ppm, pero complican considerablemente el diseño (voltaje más alto, R1 más grande necesario con un índice de ruido aún más bajo, hornoización). De todos modos, la resistencia es mucho más importante, así que comience con una referencia regular y podría ser lo suficientemente buena.

amplificador operacional de baja deriva

Cree un seguidor de voltaje en el voltaje de referencia utilizando un amplificador operacional de baja deriva. Como punto de retroalimentación, tome la corriente a través de la resistencia. La mayoría de los amplificadores operacionales de entrada bipolares de bajo ruido tienen una deriva lo suficientemente baja y un ruido 1/f bajo. Simplemente evite los amplificadores operacionales de entrada CMOS como la plaga, a menos que incluyan circuitos de deriva cero. De hecho, los amplificadores operacionales CMOS de desviación cero son los mejores para este trabajo. OPA189 es una buena parte para este trabajo (CMOS de deriva cero).

C1 no es tan importante, pero es una buena práctica cuando tiene un ciclo de retroalimentación "largo" con partes no lineales. Especialmente porque los cables que conectan D1 pueden ser físicamente largos y crear algo de inductancia. C1 luego ayuda con la estabilidad del opamp.

El transistor de paso no es crítico en absoluto.

La salida opamp dirige un transistor de paso y esto mantiene constante la corriente a través de la resistencia. El transistor de paso en sí no importa tanto. Tiene que hacer frente a la corriente de carga en su región lineal. Pero la mayoría de sus no idealidades se compensan con la retroalimentación del opamp. Cualquier NPN con una clasificación de corriente de 0,5 A o mejor será bueno. También puede usar un N-MOSFET, pero necesita más voltaje en V + entonces. Tenga en cuenta la disipación de potencia, especialmente si el V+ es bastante alto. El transistor de paso tiene que comer todo el exceso de voltaje de suministro.

Añadir en el diodo láser

El diodo láser estará entre la resistencia y el transistor de paso.

La regulación del amplificador operacional se vuelve ineficaz en torno a varios MHz para piezas de precisión típicas. Más allá de esta frecuencia, el ruido aleatorio debe desacoplarse pasivamente de D1. Así que agreguemos un poco de filtrado:

L1 y C5,6,7 forman el bypass principal para el ruido de alta frecuencia, con una esquina configurada aquí en ~10 Hz. Puede agregar más electrolíticos para reducir aún más la frecuencia de esquina. Los estranguladores típicos de 10 mH clasificados para unos pocos 100 mA tienen una resistencia en serie en el rango de 5 ohmios. Esto causará un exceso de ruido, pero este ruido está regulado por la retroalimentación del opamp. Sin embargo, a frecuencias más altas por encima de ~ MHz, el inductor presenta fugas debido a la capacitancia de su devanado. Por lo tanto, hay otra tapa C4 más pequeña detrás del inductor para evitar las altas frecuencias. Junto con la impedancia R3, mantiene el ruido hasta 100s de MHz lejos de D1. R3 puede ser, por ejemplo, una perla de ferrita generosamente clasificada para 0,5 A o más y puede ser una parte normal con una impedancia de ~100 ohmios a un par de 100 MHz. R3 también puede ser una resistencia. Puede usar una película delgada genérica de bajo ruido aquí. Tendrá un exceso de ruido significativo, pero esto será regulado por la retroalimentación del opamp. Una perla de ferrita es probablemente más barata y no tiene que disipar tanta energía, y no aumenta el voltaje de CC necesario para alimentar el circuito. Finalmente, C3 es el condensador sugerido por usted. No veo mucho sentido en esto ahora, pero al igual que C1, no está de más tener al menos huellas para estas partes en caso de que sean necesarias.

Alimentando el circuito

La fuente de alimentación para el transistor de paso y para el amplificador operacional (V+) no debe ser demasiado ruidosa. Aquí es donde puede usar un LDO para suministrar esa energía. Pero no usaría un LDO para la salida de corriente de precisión real como se sugiere en otra parte de este tema. Las resistencias en los LDO integrados son mucho más ruidosas que las buenas partes discretas. También puede usar este LDO para alimentar el voltaje de referencia. El voltaje de V+ debe ser al menos el voltaje de referencia + el voltaje del diodo + la caída directa del filtro + 0,7 V + algo de margen que depende del transistor de paso. Un valor seguro será algo así como 8-10 V. Si desea utilizar un N-MOSFET en lugar del NPN, reemplace los 0,7 V con el voltaje de encendido del MOSFET.

Rendimiento de ruido esperado

El ruido de la corriente de entrada opamp no importa debido a la baja impedancia. Suponiendo que se seleccionó R1 para tener un índice de ruido extremadamente bajo y, por lo tanto, un 1/f insignificante, las dos contribuciones dominantes para el ruido de pico a pico son:

1. El ruido de voltaje de entrada de banda ancha del opamp. Serán unos 5nV/rtHz para el OPA189. Divida por R1 para obtener 500pA/rtHz. Si establece la frecuencia de corte de la ronda de derivación LC D1 en aproximadamente 10 Hz, esto causará 1,5 nArms o 10 nApp en D1.
2. Sin embargo, el voltaje de ruido más importante proviene de la referencia de voltaje. Esto suele ser alrededor de 1uVpp, y reaparecerá completamente sobre R1. Por lo tanto, causará 100nApp por sí mismo con R1 a 10 ohmios si no se filtra. El filtrado alrededor de D1 realmente no ayuda, porque este es un ruido 1/f que nos golpea justo en nuestro ancho de banda objetivo. Para llegar a menos de 50 nApp de ruido total en D1, el filtrado de V1 tiene que ser fuerte. Al tolerar un tiempo de preparación prolongado del circuito de unos pocos minutos, podemos establecer R2 * C2 en 100 s, lo que reducirá sustancialmente el ruido del voltaje de referencia. Para lograr este producto de alto RC, puede configurar R2 hasta 100k, donde su ruido Johnson seguirá sin importar en comparación con el ruido de baja frecuencia de V1. C2 será de 1000 µF, que aún se puede realizar utilizando una tapa electrolítica de Al más pequeña.

Hasta donde yo sé, el problema se ataca proporcionando transistores o FET en paralelo, selección de buenos componentes y estabilización y reducción de ruido de la tensión de alimentación.

Solución1. Listo para usar, puede comprar algo como esto http://www.sisyph.com/smc11-puy-mary-ultra-low-noise-current-source : fuente de 210 mA o 470 mA, RMS < 25 nA que se ajusta casi su límite de 50 nAp-p.

Solución2. Un bucle elaborado de estabilización y reducción de ruido de la tensión de drenaje de los FET conectados en paralelo, acompañado de resistencias de alta calidad colocadas en la fuente (R3 y R4) que determinan el nivel de ruido por encima de la frecuencia de esquina (50 mHz aproximadamente). Nota: la "frecuencia de esquina" divide el perfil 1/f evidente de la región de ruido blanco casi plano. Un 50 mHz para muchas aplicaciones equivale a decir que 1/f de esta realización es inexistente o no relevante. Para el diodo láser, a menos que se requiera una estabilidad de más de 20 segundos, la frecuencia de esquina de 50 mHz no influye.

Consulte "Fuentes de corriente de ruido ultrabajo", 1998, doi:10.1109/19.728794. La versión de la conferencia del documento está disponible en https://www.researchgate.net/publication/3089160_Ultra_low-noise_current_sources . Puedo proporcionar una copia del documento original, si es necesario.

Un enfoque alternativo para reducir la ondulación Vp-p, y si no le importa la eficiencia del circuito, es hacer un suministro de alto voltaje, 100-200 VCC.

Suponiendo que su diodo es de aproximadamente 2 V, el truco para reducir la ondulación es que al aumentar el voltaje a ~ 200 V, puede descargar 198 V (o alrededor del 99 %) en una resistencia, lo que a su vez reduce la ondulación 100 veces.

Con un objetivo de corriente de 50 nAp-p a alrededor de 2 V, esto le da un objetivo de 10 mVp-p a 200 V, que es mucho más fácil de lograr. La corriente está regulada por la resistencia.

Puede implementar un multiplicador de capacitor junto con otros métodos de filtrado en la fuente de 200 V y hacer un suministro regulado por voltaje con un objetivo de 10 mVp-p, que es mucho más fácil de lograr.

Por supuesto, esta implementación tiene algunas desventajas, la eficiencia es de alrededor del 1%, lo que requerirá disipar alrededor de 40W a 300mA.

Además, la resistencia puede variar con respecto a la temperatura, pero el voltaje de entrada se puede regular en un circuito cerrado basado en la corriente -> derivación + opamp para controlar el nivel de voltaje.

Para hacer frente al cambio de dependencia térmica de la resistencia y, por lo tanto, a la variación de la corriente, se pueden implementar varios métodos:

Regulación activa:

^{simular este circuito : esquema creado con CircuitLab}

Esto puede introducir ondulación y, por lo tanto, debe filtrarse con filtros lentos. Un método puede ser usar una MCU con filtros digitales y PID para luego controlar digitalmente una fuente de alimentación.

Regulación pasiva: Otro método es regular la temperatura de la resistencia, usando un ventilador y un termómetro por ejemplo, ya sea por gatillo o por PID.

Si realmente no le importan los 300 mA absolutos, sino solo la ondulación, simplemente espere a que la resistencia (y el sistema en general) se estabilice térmicamente.