He construido un circuito H-Bridge discreto para hacer funcionar un motor de limpiaparabrisas de 12V razonablemente robusto. El circuito está debajo (EDITAR: vea aquí un PDF más grande , StackExchange no parece permitirle expandir la imagen):
RM: vea una imagen imgur más grande aquí : el sistema las guarda pero solo se muestran en tamaño pequeño. También accesible a través de "abrir imagen en una pestaña nueva"
Al abrir la placa, comencé con el modo de ciclo de trabajo del 100 % (no PWM) y lo encontré funcional, así que comencé a aplicar PWM a uno de los MOSFET de canal N de lado bajo. Esto también parecía estar bien, aunque causó un calentamiento notable en el schottky del lado alto en el lado del puente con PWM del pico inductivo.
Luego comencé a usar PWM en los MOSFET de lado alto y bajo en un esfuerzo por disipar los picos inductivos de manera más eficiente. Esto también (con lo que probablemente fue una cantidad excesiva de tiempo muerto), parecía estar funcionando bien, con el diodo del lado superior permaneciendo frío.
Sin embargo, después de ejecutarlo durante un tiempo usando un interruptor para variar el ciclo de trabajo en vivo, bajé la velocidad de aprox. Ciclo de trabajo del 95% al 25%, algo que había hecho varias veces antes. Sin embargo, en esta ocasión, hubo un estallido y un alto consumo de corriente repentino, y los controladores MOSFET TC4428A se habían fundido.
Estos fueron los únicos componentes que explotaron: los MOSFET en sí están bien, por lo que descarto cualquier títere de mi parte. Mi mejor explicación hasta ahora es una cantidad excesiva de retroceso inductivo o (más probablemente) demasiada energía regenerativa del motor que se desacelera para que la fuente de alimentación pueda manejarla. El TC4428A tiene la clasificación de voltaje más baja dentro del puente (18 V, máx. absoluto de 22 V) y creo que el voltaje ha subido demasiado rápido.
Estaba ejecutando el lado de 12 V de esta placa con una fuente de alimentación lineal de sobremesa antigua, con cables relativamente largos entre ella y la placa. Me imagino que esto no fue realmente capaz de disipar el aumento de voltaje.
No creo que los TC4428A estuvieran sobrecargados en términos de la carga dinámica de los MOSFET; Estaba haciendo PWM a una velocidad relativamente baja (alrededor de 2,2 kHz), y los MOSFET en sí mismos no tienen una carga de compuerta total particularmente alta. Parecían mantenerse fríos durante la operación y, además, los controladores A y B explotaron, a pesar de que solo el controlador B tenía PWM.
¿Mi hipótesis parece razonable? ¿Hay algún otro lugar donde debería estar buscando? Si es así, ¿es la aspersión liberal de algunos diodos TVS robustos alrededor de la placa (en la entrada de la fuente de alimentación y entre los terminales de salida del puente) una forma razonable de lidiar con la condición de sobretensión? No estoy seguro de querer pasar a una configuración de tipo de resistencia de frenado conmutada (es solo un "pequeño" motor de engranajes de 2.5A o más de 12V...).
He colocado un televisor de 1500 W en los terminales de suministro de 12 V (un SMCJ16A ); esto parece estar limitando el sobrevoltaje durante el frenado a poco menos de 20 V (esto muestra el voltaje de suministro; se ve una forma de onda idéntica entre las puertas MOSFET y 0 V):
No es bonito, y probablemente todavía sea demasiado alto (el voltaje de sujeción del SMCJ16A es de 26 V a la corriente máxima: 57 A, mientras que nuestro máximo absoluto TC4428A es de 22 V). Pedí algunos SMCJ13CA y colocaré uno en el suministro y otro en los terminales del motor. Prefiero temer que incluso con un TVS robusto de 1.5kW no va a durar; puede ver que parece sujetarse durante unos buenos 80 ms, que es un período largo para un televisor. Dicho esto, parece mantenerse fresco. Por supuesto, con la carga real en el eje... tal vez pueda estar implementando una solución de resistencia de frenado conmutada después de todo.
Hoja de datos del MOSFET FDD6637 aquí
Hoja de datos del TC4428A aquí
Independientemente de la supervivencia de los MOSFET, hasta ahora :-), agregaría puerta a fuente zeners a los FET para sujetar los voltajes acoplados de Millar de la carga inductiva.
Esto también puede abordar su problema observado. El análisis lógico sugiere que no :-( - pero la capacitancia de Murphy y Millar puede hacer magia poderosa. Los controladores TC4428 suenan bien robustos (si se cree en la hoja de datos) con protección contra la mayoría de las ofensas normales. Tienen un máximo absoluto de 22V Vdd Se esperaría que la clasificación y la capacidad de absorber hasta 500 mA de corriente inversa 'forzada' en la salida sujeten la retroalimentación inductiva a través de las puertas MOSFET. Pero, los zeners de puerta cuestan poco, definitivamente ayudan a proteger los MOSFET en situaciones como esta, y son muy poco probable que empeore las cosas.
Algunas fuentes de alimentación no aceptarán ninguna corriente inversa y otras lo harán mal.
Has mirado el suministro para ver como se comporta? Un medidor (mejor un osciloscopio) en el suministro durante el frenado puede dar pistas. Un capacitor muy grande puede ayudar, pero esto ayudará al suministro si es capaz de disipar energía pero no lo suficientemente rápido, pero solo enmascarará el problema si el suministro es intrínsecamente incapaz de absorber energía.
Una resistencia en serie con un zener (o equivalente eléctrico) como carga ayudará a la disipación del frenado (pero el zener toma 12/Nths de la potencia para el aumento de N voltios).
Por ejemplo, un TLV431 que cambia una carga grande tan pronto como V+ excede, digamos, 12,5 V y lo apaga tan pronto como se restablece el orden suena como una solución simple y de bajo costo para absorber la energía de frenado.
Tengo 2 "motores de limpiaparabrisas" de 300 vatios (indios, camiones, para el uso de) que tengo la intención de usar en un prototipo en el futuro inmediato. Debe ser divertido :-).
Estoy de acuerdo con su conclusión, es el frenado regenerativo el que sobrecarga la fuente de alimentación.
Como nota al margen, debe agregar más condensadores en la fuente de alimentación: recuerde que estos condensadores manejan la corriente de ondulación de conmutación de HF, por lo que deben estar clasificados para esta corriente de ondulación. Dudo que los dos 220µF sean...
Ahora bien, ¿cómo evitar reventar los drivers?
Si los 12 V provienen de una batería de plomo ácido, el frenado regenerativo simplemente cargará la batería. Debe verificar que puede tomar la corriente, pero si esto es simplemente para detener el motor (y no un vehículo que va cuesta abajo), entonces la energía será pequeña y estará bien.
Sin batería, una solución sencilla sería un comparador monitoreando el suministro. Cuando excede, digamos, 17 V, el comparador enciende un MOSFET que extrae corriente a través de una resistencia de alta potencia. Y cuando el voltaje cae por debajo de, digamos, 15V, apaga el MOSFET. Esto generará PWM por sí mismo a una frecuencia que depende de la capacitancia del riel y la histéresis, por lo que se requiere histéresis. Usar una resistencia grande será más económico que disipar energía en silicio.
Sin embargo, también puedes hacerlo gratis:
El microcontrolador monitorea el voltaje de suministro. Cuando es demasiado alto, activa ambos FET de lado bajo, provocando así un cortocircuito en el motor. Deja de cargar la fuente de alimentación y en su lugar disipa la energía en su propia resistencia interna.
En este caso, el motor frenará más lento, por supuesto, ya que tiene 0 V en lugar de 12 V con la polaridad que haría que frenara con fuerza. Pero esta solución no cuesta nada, y es simple e infalible.
Ignacio Vázquez-Abrams
xque pasa
Ignacio Vázquez-Abrams
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Juan D.
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Juan D.
Wouter van Ooijen