El controlador del motor sin escobillas falla en el trabajo PWM> 10%

Estoy tratando de usar un chip Allegro AMT49413 para conducir un motor sin escobillas. El circuito funciona con un deber de PWM de hasta aproximadamente el 10% (si le doy un empujón al motor primero). Pero por encima del 10 %, las puertas no parecen abrirse correctamente.

Controlador de motor sin escobillas AMT49413 (no funciona completamente)

Revisé cuidadosamente todos los aspectos del diseño y la construcción, y todo parece estar correcto, pero todavía no puedo hacer ningún progreso.

De acuerdo con la hoja de datos, p13, el deber de PWM puede limitarse seleccionando un valor demasiado alto para los condensadores de arranque. Sin embargo, creo que tengo mis cálculos correctos para los MOSFET SIR882 que estoy usando:

Cboot = Qgate x 20 / Vboot
      = 18.3nF x 20 / 13v
      = 28nF

También intenté bajar a 18nF, y no pareció afectar el deber máximo de PWM.

Otros ajustes:

  • Fosc = 34kHz (desde 1nF CT y 24k RT)
  • Tiempo muerto = 1.4us (desde 100k Rdead)
  • Tiempo en blanco = 2us (desde 1nF CT)
  • PWM externo = 31,25 kHz

¿Alguna idea de qué podría estar causando el problema o qué puedo investigar a continuación?

Agregado: los MOSFET del lado alto también se están calentando bastante.

28 nF suena bajo. Muestre los oscilogramas Vgs para MOSFET de lado bajo y alto en una pierna. ¿Hay un diodo interno para el arranque en el controlador?
¿Por qué un límite de arranque demasiado grande limitaría el ciclo de trabajo? El retraso de carga del que están hablando solo está presente en la primera carga si estoy en lo correcto.
La caída de voltaje en el límite de arranque es QGtotal/Cboot. La hoja de datos indica que su caída de voltaje en el límite de arranque debe ser inferior a 400 mV, la suya es de 2 V en este momento. El diodo Bootstrap es interno (ver p14)
@Jogitech: solo intento obtener el oscilograma. ¿Crees que debería usar un Cboot de mayor valor? ¿QGtotal significa 18.3nF x 6?
Espero que no haya límite en los comentarios consecutivos. Me acabo de dar cuenta de que usaste el valor incorrecto para el cargo total de la puerta. Su Vgs es de 13 V, la hoja de datos indica que Qgtotal es de 58 nC (máx.) a 10 V Vgs. Debe usar el valor máximo de la hoja de datos en este asunto.
QGtotal es la capacitancia de puerta total de un FET. ¿Por qué 18,3nF* 6? Tiene 3 FET de lado alto y 3 tapas de arranque respectivamente. Además, la carga de puerta no se mide en faradios. Teniendo en cuenta la hoja de datos del fet y el controlador, su límite de arranque debe ser de al menos 58 nC/400 mV = 145 nF, simplemente usaría 220 nF
@Jogitech - Ups, quería escribir 18.3nC. Lo siento, no entendí lo que querías decir con cargo de puerta "total". Pensé que te referías al cargo total de la puerta para toda la placa (para los 6 MOSFETS). Ahora entiendo que la carga de puerta que debo usar en el cálculo no es la que se menciona en la parte superior de la hoja de datos, sino la que se encuentra en la tabla de abajo.
Acerca de los pies calientes de los lados altos: también podrían ser causados ​​​​por las pequeñas tapas de arranque. Tiene resistencias de compuerta bastante grandes (¿hay alguna razón?) Lo que hace que el fet se encienda muy lentamente, debido al voltaje más bajo adicional disponible para encender los fets del lado alto (causado por la pequeña tapa de bootstraß) que probablemente permanezcan en un área con alto RdsON más largo que el lado bajo.
@Jogitech: la hoja de datos recomienda resistencias de compuerta, pero no sugiere un valor.
Le sugiero que use resistencias de compuerta más pequeñas porque en esta configuración gasta casi el 15% de un período de conmutación para encender/apagar completamente sus pies.

Respuestas (3)

Es difícil decir exactamente qué está pasando sin probar el hardware, pero tal vez algunas de estas ideas puedan ayudar:

  1. Estás subiendo las entradas de la sala a través de un LED. Esto podría estar bien, pero parece un poco no estándar. ¿Ha comprobado los niveles de voltaje y los tiempos de transición en esas entradas? Creo que el VIH es de 2 V para esas entradas; debe asegurarse de tener un poco de margen; desconozco la cantidad de corriente que pueden hundir sus sensores de pasillo externos. VIL es de 0,8 V, por lo que si sus sensores de pasillo tienen dificultades para obtener esa señal lo suficientemente baja, podría causar los problemas que está describiendo.
  2. Mencionaste que tus pies del lado alto se están calentando. ¿Has mirado las formas de onda de la unidad de puerta? Estos pueden ser difíciles de ver. A veces pongo un canal de alcance en la salida del puente (fuente fet), otro canal en el voltaje de la puerta, ambos referenciados a tierra. Luego puede hacer una función matemática y restar una de la otra para obtener una buena representación de fuente de puerta en su alcance. Luego, puede observar los niveles de voltaje y asegurarse de que está por encima del umbral de la fuente de la puerta. También observe los tiempos de transición para asegurarse de que la unidad esté en buen estado. Si esas cosas son buenas, entonces puede descartar cualquier problema con su capacitancia de arranque, bomba de carga, diodo interno, etc.
  3. Sus resistencias de accionamiento de compuerta parecen grandes. Reduciría estos a 1 ohm o 10 ohmios hasta que pueda aislar/optimizar esta parte del diseño. Hágalo funcionar primero: esto podría hacer que el diseño no funcione y que sus FET superiores pasen demasiado tiempo en una región de transición y se calienten.
  4. Me desharía de su capacitancia de salida, es decir, C12/C13, C16/C17, C14/C15. Tal vez vuelva a agregarlos más tarde si ayudan con la mitigación del ruido, pero si lo piensa, cada vez que secuencia una fase del motor, debe cargar / descargar estas tapas. Los pulsos de corriente probablemente sean enormes para cargarlos cuando se encienden los FET. En el orden de los amperios.
  5. (EDITAR) Una última cosa. Agregó capacitancia de derivación para Vbb, lo cual es bueno. Sin embargo, puso a tierra sus tapas por encima de la resistencia de detección. En su lugar, debe derivar a su tierra de alimentación. Desea que el IC "vea" toda la corriente a través de las fases del motor. Parece que con la forma en que lo tienes conectado, cualquier corriente que pase a través del circuito desde las grandes tapas de derivación no será detectada por el IC adecuadamente.

¡Déjenos saber cómo resulta!

Parece que la capacitancia de salida estaba causando muchos de los problemas. Me pregunto por qué la hoja de datos los recomienda.

Bueno para resumirlo:

Cálculo de condensadores de arranque: la hoja de datos establece que la caída de voltaje en el límite de arranque no debe ser superior a 400 mV; La carga total de la puerta del MOSFET es de aproximadamente 60 nC considerando el voltaje de la puerta a la fuente. Por lo tanto, el límite de arranque mínimo requerido es

CBoot_min = 60nC/400mV --> 150nF --> usar 220nF

Ajuste las resistencias de la compuerta: una alta resistencia de la compuerta da como resultado largos tiempos de transición del FETS, lo que tiene un efecto positivo considerando la EMI pero un efecto negativo en la pérdida de potencia del FET (superposición larga de VDS/ID), también se pierde mucho tiempo cambiando (aprox. 1us con su configuración). Teniendo en cuenta el tiempo muerto de 1.4us, es posible que incluso tenga conducción cruzada. Le sugiero que vaya con una resistencia de puerta por debajo de 10 ohmios.

Efectos calientes del lado alto: probablemente una combinación de tiempos de transición largos (posible conducción cruzada) y el voltaje VGS probablemente más bajo de los efectos del lado alto.

Gracias. Cambié los Cboots a 220nF y la resistencia de la puerta a 10R. Es difícil decir si esos fueron definitivamente algunos de los problemas, pero probablemente lo fueron. El último problema fueron los límites de salida. Cuando los eliminé, funcionó muy bien.

¿Qué o quién le dijo que debería usar un límite electrolítico de Zc(f) enorme y bajo en un PWM de +/-5 con 1 miliohmio RdsOn y un límite de ~1 ohmio ESR (est.)

Ic= C dV/dt será enorme.

Esta es una condición de cortocircuito de CA para un controlador de puente de CC trifásico, limitado por ESR de los Caps.

Quítelos y use pares trenzados para motorizar directamente para cada fase. Los cables blindados y el balun de ferrita también ayudan a reducir la EMI.

En su lugar, coloque 3 e-Caps de ESR bajo a través de los rieles de suministro + retorno de CC "VBB-LSS" muy cerca de cada (3) par de MOSFET. Use solo límites de ESR bajos 1~10uF con 10m~20m Ohm ESR (ESR similar a RdsOn de FET, aunque los mejores diseños usarán valores C similares al valor uH de la bobina del motor para motores de baja inductancia y baja DCR

Es lo que pensaba. Sin embargo, dice eso en la hoja de datos. ¡Extraño!
Lea de nuevo. Estoy en lo correcto. "VBB. Desacople con al menos un capacitor cerámico de 100 nF montado entre el pin VBB y el pin AGND. También se recomienda un capacitor electrolítico más grande, generalmente de 10 µF, en paralelo con el capacitor cerámico". Vea la figura 3 (más extraño que aceptaría una contradicción con el entrenamiento básico en electrónica :)
Lea nuevamente: Página 16: "Considere el uso de capacitores de desacoplamiento de cerámica pequeños (100 nF) en la fuente y el drenaje de los FET de potencia para limitar los picos de voltaje transitorios rápidos causados ​​​​por la inductancia de seguimiento".
Me costó mucho leer las unidades. Lo siento, vi uF pero al hacer zoom es nF. Mi culpa. El problema aquí es minimizar el tiempo muerto en la inductancia de carga (?? H) de modo que durante el tiempo muerto la corriente entre en los diodos de tapa y abrazadera en lugar de la traza inductiva y la carga. Por cierto, ¿cuál es su carga L, DCR? El tiempo muerto que se convierte en "dt" debe ser < 1us y el pico máximo como dV = L*dI/dt aprox. Agregar una pequeña serie R a la carga también reduce el valor L/R =T.
Mi experiencia en Rg es que Rg/DCR_load 100~1000 dependiendo de la configuración del tiempo muerto.
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