Controlador de motor PWM de alto voltaje: explosión de mosfets

Aquí está la hoja de datos que debe vincularse desde su pregunta. No debería tener que buscarlo.

Cada mosfet debe manejar 32 amperios

eso es con$V_{GS}=10$V

Configura$V_{GS}$a$5V×\frac{R_2}{R_1+R_2}=4.54V$, realmente quiere tanto voltaje aquí como pueda (5V parece ser su máximo). Si yo fuera tú, cambiaría$R_1$a 10~50Ω y$R_2$a 100k~1MΩ. Porque si no está abriendo el MOSFET por completo, tendrá demasiada resistencia y... explotará.

Con$V_{GS}=10V$, la$R_{DS(on)}$es máximo 35mΩ

$P=I^2×R=(32A)^2×0.035Ω=35.84W$, esto significa que ~36W es la disipación de energía esperada cuando$V_{GS}=10V$

Con$V_{GS}=5V$, la$R_{DS(on)}$es un máximo de 45 mΩ según la hoja de datos.

$35.84W=I^2×0.045Ω$, y si movemos la I obtenemos:$I=\sqrt{\frac{35.84}{0.045}}=28.2A$, por lo que puede esperar dejar pasar 28A de forma segura a través del MOSFET SI fija los valores de resistencia. Definitivamente debería obtener un disipador de calor para los MOSFET. Tal vez incluso enfriamiento activo con un ventilador.

Modificamos el temporizador en el Arduino para que nuestra frecuencia PWM fuera de alrededor de 8000 Hertz

No necesita ese nivel alto, 800 Hz sería aceptable, eso es a lo que cambian los controladores BLDC comunes (ESC). (Si no me equivoco).

Lo que está tratando de hacer es cargar una puerta con una resistencia en serie, se parece a la imagen de abajo y podemos usar ese modelo para otras ecuaciones.

La capacitancia de la puerta ($C_{iss}$) tiene un valor máximo de$1040pF$

Las resistencias y el MOSFET están formando este circuito:

$C=C_{iss}×3=3120pF$porque tienes 3 en paralelo.

$R=R_1||R_2=909Ω$

$Vs=4.54V$

El voltaje sobre el capacitor sigue esta ecuación:

Estás enviando PWM y haré el peor de los casos para ti. Es cuando intentas hacer analogWrite(1) , ese es un ciclo de trabajo de$\frac{1}{256}$. Entonces, el momento en que su señal comienza a subir hasta que termina con ese ciclo de trabajo y 8kHz es$\frac{1}{256}×\frac{1}{8000}=$488,3 nanosegundos.

Insertemos los números en la ecuación anterior para ver cuál será el voltaje en la puerta.

El MOSFET comienza a abrirse a un mínimo de 1 V y un máximo de 2,5 V. Entonces, en el peor de los casos, ni siquiera puedes abrir la puerta. Así que ha estado cerrado todo el tiempo.

Otra cosa que realmente necesito señalar es que la razón más probable por la que sus MOSFET se están rompiendo es porque cuando cambia lo hace muy lentamente debido a las resistencias gigantes y con tantas capacitancias de puerta. Eso significa que cuando los MOSFET están a punto de cambiar, pasan mucha corriente mientras tienen mucho voltaje sobre ellos. Y$P=I×V$=> realmente mucho mucho calor.

Mira esta imagen:

Como puedes entender, no quieres estar donde se cruzan la línea azul y la línea roja. Y el ancho de esa transición es el mismo independientemente de la frecuencia de cambio, por lo que cuanto más cambies, más tiempo pasarás en esa dolorosa transición. Se llama pérdidas de conmutación. Y se escala linealmente con la frecuencia de conmutación. Y sus altas resistencias, alta capacitancia, conmutación de alta frecuencia, lo más probable es que lo hagan permanecer en esa fase de transición todo el tiempo. Y eso equivale a explosiones o MOSFET rotos.

Realmente no tengo tiempo para hacer más cálculos, pero creo que entiendes la esencia. Aquí hay un enlace a un esquema si quieres jugar. ¡Qué deberías! .

Mi consejo final para usted es obtener un controlador MOSFET para que pueda bombear varios AMPS en la puerta, ahora mismo está bombeando miliamperios.

Por cierto, Doctor Circuit, con respecto a su último párrafo, eso es solo un problema con los transistores BJT, entregan más corriente cuanto más calientes están, los MOSFET, sin embargo, entregan menos corriente cuanto más calientes están, por lo que no necesitan ningún tipo especial de equilibrio, lo harán saldo automáticamente.

CONTINUACIÓN, Tiempo de subida y Tiempo de bajada.

Fui bastante malo en el ejemplo anterior, conmutación de 8 kHz y ciclo de trabajo de 1/256. Seré más amable y miraré el ciclo de trabajo del 50 % = 128/256. Quiero saber y decirte cuánto tiempo estás en tu dolorosa transición.

Entonces obtuvimos los siguientes parámetros relevantes para la transición dolorosa :

$t_{d(on)}$= Tiempo de retardo de encendido
$t_r$= Tiempo de subida de encendido
$t_{d(off)}$= Tiempo de retardo de apagado
$t_f$= Tiempo de caída de apagado

Haré algunas aproximaciones desagradables, asumiré que Miller-plateau no existe, asumiré que el voltaje a través del MOSFET disminuye linealmente cuando se enciende y aumenta linealmente cuando se apaga. Asumiré que la corriente que fluye a través del MOSFET aumenta linealmente cuando se enciende y disminuye linealmente cuando se apaga. Asumiré que su motor consume 200 A durante el estado estable de un ciclo de trabajo del 50% con algo de carga, digamos su cuerpo. Entonces 200A mientras estás en él y acelerando. (Cuanto más torque produzca su motor, proporcionalmente se consumirá más corriente).

Ahora a los números. De la hoja de datos conocemos los siguientes valores máximos:

$t_{d(on)}$= 40ns
$t_r$= 430ns
$t_{d(off)}$= 130ns
$t_f$= 230ns

Entonces, está bien, primero quiero saber cuánto de un período de 8 kHz toma la transición anterior. La transición ocurre una vez cada período. Los retrasos realmente no afectan la transición (a menos que estemos cambiando a frecuencias realmente muy altas, como 1MHz).

tiempo en transición con ciclo de trabajo del 50% y fs a 8kHz =$\frac{t_r+t_f}{\frac{1}{8000}} = 0.00528 = 0.528\%$Pensé que vería un valor mucho mayor, esto es ignorar la meseta de Miller y las cosas parasitarias, e ignorar la carga lenta de la puerta. Además, esto ignora el hecho de que el tiempo de subida y bajada es en realidad del 10% al 90% de la señal, no del 0% al 100% que asumo en mis cálculos. Así que multiplicaría el 0,528 por 2 para que mi aproximación se acercara más a la realidad. Entonces 1%.

Ahora sabemos con qué frecuencia pasamos tiempo en esa dolorosa transición. Veamos qué tan doloroso es realmente.

$P = \frac{1}{T}\intop_0^T P(t)dt$

$V_r(t)=48V(1-\frac{t}{430ns})$
$I_r(t)=\frac{200A}{430ns}t$

$V_f(t)=\frac{48V}{230ns}t$
$I_f(t)=200A(1-\frac{t}{230ns})$

$P = P_r+P_f$
$P_r = \frac{1}{t_r}\intop_0^{t_r} V_r(t)×I_r(t) dt$
$P_f = \frac{1}{t_f}\intop_0^{t_f} V_f(t)×I_f(t) dt$

$P_r = 1600W$ ¡JAJAJA!
$P_f = 1600W$ Misma respuesta, raro
$P = P_r + P_f = 3200W$

Ahora volvamos a la frecuencia con la que pasó en esta transición de 3200W. Era alrededor del 1% cuando la realidad entra en acción (y pensé que sería mucho más a menudo).

$P_{avg}=3200W×1\%=32W$Hmm, otra vez pensé que vería algo mucho... más grande.

Y... ¡calculemos el otro 99% del tiempo! Que me olvidé por completo. ¡Aquí está la gran explosión! Sabía que había algo que olvidé.

$P=I^2×R=(200A)^2×(0.045Ω)=1800W$Y pasas el 49,5% del tiempo en este modo de conducción. Entonces tu total$P_{50\%@8kHz}=32W+1800W×49.5\%=923W$

Con 3 MOSFET en paralelo es$32W+\frac{1800W×49.5\%}{3}=329W$por MOSFET. Eso sigue siendo... ¡EX-PU-LOSIVO!

Aquí vamos. Ahí está la bomba que estás buscando. EX-PU-LOSIÓN

Esta es mi última edición.

Primero, eligió los FET incorrectos.

FQP30N06 tiene 40 mOhm RdsON a Vgs=10V. En Vgs=5V no está especificado, lo que significa que no funcionará.

Elegir un MOSFET es un compromiso: los MOSFET grandes con matrices de silicio grandes y RdsON bajo tienen mucha capacitancia y cambian lentamente. Los MOSFET más pequeños cambian más rápido pero tienen un RdsON más alto.

Sin embargo, va a cambiar a 500-1000 Hz y su corriente es enorme, por lo que RdsON importa mucho más que la velocidad.

Por lo tanto, debe seleccionar MOSFET To-220 (para enfriamiento) con RdsON muy bajo (como unos pocos mOhms), especificado en un Vgs de... siga leyendo.

En segundo lugar, utiliza un controlador de compuerta de 5 V en un FET que está especificado para un controlador de compuerta de 10 V, por lo que no está completamente encendido. Así se calienta y explota. Cualquiera puede ver eso mirando la hoja de datos.

Teniendo en cuenta la corriente, elegiría un controlador de compuerta de 12 V para hacer que RdsON sea lo más bajo posible. Por lo tanto, puede elegir FET especificados por Vgs de 5 V o 10 V, sin problemas.

ESTÁ BIEN. Ahora tiene un montón de FET y necesita manejarlos con 12V. Obviamente, necesita un controlador que emita unos pocos amperios en la puerta para encenderla y apagarla rápidamente. Verifique la categoría "controlador MOSFET" en mouser/digikey, hay toneladas de productos adecuados que aceptarán los 5V de su arduino y conducirán correctamente un FET.

Necesitará un suministro de 12V, pero eso no es un problema ya que tiene unos 48V, use un convertidor DC-DC.

En tercer lugar, debes deshacerte del arduino.

Este tipo de controlador necesita un límite de corriente, y este debe actuar antes de que exploten los MOSFET (no después).

La forma de hacerlo es muy sencilla. Pones un sensor de corriente (muy probablemente efecto Hall aquí) y un comparador. Cuando la corriente supera un umbral, el PWM se restablece, espera un poco y luego se reanuda. Cuando la corriente supera un umbral mucho mayor, esto significa que alguien introdujo un destornillador en los terminales de salida, por lo que el PWM se detiene definitivamente y no se reanuda.

Esto debe suceder a una velocidad incompatible con el software.

La mayoría de los microcontroladores comercializados para el control de motores incluyen comparadores analógicos conectados a la unidad PWM, para este propósito específico. El micro del arduino no es uno de esos.

Los MOSFET modernos necesitan un cambio rápido para evitar permanecer en una región peligrosa donde la retroalimentación positiva (interna al silicio) causa destrucción. Lea los párrafos finales de esta respuesta para la explicación del artículo de la NASA.

RESUMEN RÁPIDO: Esa resistencia de puerta ----- 1Kohm ------ es demasiado grande. Utilice un controlador de potencia IC, con un límite de derivación de 0,1 UF en su VDD de 12/15/18 voltios para que sus puertas MOSFET se puedan cargar rápidamente para un encendido rápido.

Los MOSFET se habrán destruido a sí mismos debido a las clasificaciones SOA de área operativa segura, donde Voltaje * Corriente * Ancho de pulso define la disipación de energía.

Suponiendo que las uniones FET tienen una profundidad de 10U (SWAG), tiene una TAU de 1,14 microsegundos para la constante de tiempo térmica del área activa FET. Con Miller Multiplication, el tiempo de encendido superará con creces eso, con 48 voltios en los FET y sin límite de corriente.

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editar 18 de marzo de 2018

La NASA diagnosticó fallas de MOSFET en varios diseños en curso debido al uso de MOSFET MODERNOS (el informe de la NASA apareció en 2010; la industria automotriz encontró este mecanismo de falla en 1997). El comportamiento de coeficiente de temperatura negativo anterior de los MOSFET de tecnología más antigua se ha llevado a las regiones de corriente más alta, y ahora existe una nueva región insegura en la región moderada. La NASA hizo que esos proyectos volvieran a TECNOLOGÍA ANTIGUA, para que se pudieran construir sistemas confiables.

¿Qué significa esto hoy? Bastante sencillo

--- No permanezca más de 1 microsegundo en la región de conmutación. ---

--- Cargue rápidamente la capacitancia de la puerta, incluida la capacitancia de drenaje de la puerta. ---

El título del artículo de la NASA [publicado en 2010] es

"Soporte de caracterización de operación de inestabilidad térmica de MOSFET de potencia" y la oración clave se cita aquí "los diseños que se están produciendo ahora permiten que la región dominada por portadores de carga (una vez pequeña y fuera del área de interés) se vuelva importante y dentro del área de operación segura ( SOA)".

Con respecto a los diseños más antiguos (MOSFET robustos), extraigo esta oración:

"Los MOSFET anteriores se ejecutaban principalmente en la región dominada por la carga de movilidad. Mientras se mantenía el mismo voltaje de compuerta, la región dominada por la carga de movilidad reducía la corriente a medida que aumentaban las temperaturas, lo que a su vez disminuía la corriente, lo que permitía que el sistema tuviera una retroalimentación negativa. lejos de la fuga térmica. De hecho, cuando los nuevos MOSFET de potencia tienen voltajes de compuerta altos, las piezas están dominadas por la carga de movilidad. Ha sido la intención tácita de los fabricantes mantener los MOSFET en la región dominada por la carga de movilidad, como lo están cuando se usan como un interruptor de alta velocidad. Las partes más antiguas tienen un área dominada por portadores de carga. Sin embargo, el área está fuera de la SOA normal y las fallas ocurren por otras razones".

No hay detección de corriente y, por lo tanto, no hay limitación de corriente en el accionamiento del motor. La corriente potencial del motor a cero rpm podría ser de miles de amperios porque la resistencia del devanado de los motores de CC grandes puede ser de miliohmios. Debe aplicar algún tipo de límite de corriente a menos que desee utilizar una enorme cantidad de mosfets y correr el riesgo de hacerlos estallar. la unidad de compuerta debe verificarse en un alcance. Probablemente será demasiado lento y causará un exceso de calentamiento de mosfet. Considere un chip de controlador o algún tipo de circuito de controlador discreto. Su unidad de motor, como la mayoría, es de conmutación difícil y, por lo tanto, tiene pérdidas de conmutación que son proporcionales a la frecuencia . Intente reducir la prueba de frecuencia PWM para el ruido de audio objetable. Es posible que pueda reducir F en gran medida sin obtener demasiados lloriqueos. Esto enfriará los pies.

Si tiene un modelo preciso de todos los componentes de LTSpice, puede analizar por qué falla.

Un modelo preciso de la descarga de Q durante la conmutación de corriente conduce al entendimiento del diseño de que se necesita seleccionar cuidadosamente la gm de cada etapa o su relación RdsOn inversa.

Si se conoce la relación de interruptores electromecánicos como relés de láminas, relés de potencia, solenoides y contactores de gran potencia, la relación entre la corriente de contacto y la corriente de bobina cae gradualmente de >3k a 100:1. La principal diferencia es que la corriente de puerta FET después de la conmutación.

Examine la hoja de datos y verifique el voltaje RdsOn gate3 que planea usar. Debe ser al menos 3 veces el voltaje de umbral Vgs(th) para una conmutación eficiente.

Resumen Sugerencias

• 1) Use etapas en cascada de RdsOn como BJT en cascada con una relación hFe de 100

  • por ejemplo, si RdsOn es 1 mΩ, entonces use un controlador de 100 mΩ y eso usará un controlador de 10 Ω (o de lo contrario, la velocidad de respuesta se degrada, la pérdida de energía aumenta y luego se autocalienta, lo que lleva a FET fusionados o explosivos)

• 2) Utilice Vgs >= 3x Vgs(th) SIN IMPORTAR A QUÉ se clasifique Vgs(th). ( y < Vgs máx.)

• PD

  • Olvidé mencionar junto con 1) el Rdson de la relación FETS / DCR agrupada del motor debe ser de alrededor de 1: 100 o 1% (más o menos) para minimizar las pérdidas de conducción. Aunque un pequeño porcentaje a menudo necesita refrigeración por aire forzado y más alto conduce al desastre.