¿Cómo reducir el ruido de la resistencia térmica en el circuito del filtro?

Si bien es posible construir un filtro de muesca analógico para 50 Hz y uno para 60 Hz:

debe darse cuenta de que todos los componentes involucrados en la rama del filtro afectan la frecuencia de muesca real (calculadora: aquí ).

Si bien las resistencias de gran valor pueden ser fáciles de obtener con una precisión del 1% (¡o incluso menos!), la mayoría de los condensadores sufren una tolerancia superior al 10%. Eso significa que después de construir el circuito, estará parado allí, calibrando su circuito (pista: construya el divisor de 10 MΩ - 10 MΩ usando un potenciómetro, para que tenga algo que ajustar; lo mismo para los 5 MΩ); cada circuito. De vez en cuando, debido a las propiedades térmicas y al envejecimiento potencial.

Luego haces eso para ambas muescas.

Yo diría que hay de seis a ocho componentes pasivos por filtro de muesca (es decir, de doce a 16, sin contar el desacoplamiento del amplificador operacional, que necesitaría almacenar en búfer la salida) de los que preocuparse.

Compare la situación en la que realmente solo muestrea su señal según el teorema de Nyquist (es decir, si necesita un contenido de frecuencia de hasta 300 Hz, luego muestree a> 600 Hz y use un filtro de paso bajo para cortar las frecuencias por encima de$\frac{f_\text{sample}}2$.

Entonces, suponiendo una tasa de muestreo muy benigna de 2 kS/s (su microcontrolador definitivamente puede hacer eso sin siquiera sudar remotamente), esta sería la descripción del sistema:

1. Necesita un filtro anti-aliasing analógico , sin importar si no hace nada en digital o analógico:
   Passband 0-300 Hz, stopband 1000 Hz+. Eso se puede hacer con un solo filtro Sallen-Key seguido de un RC y un búfer. Es decir, para todas sus necesidades de filtrado analógico, necesita un amplificador operacional dual. Vea el diseño a continuación: observe cómo el área azul es el rango de aberraciones del diseño ideal con una tolerancia del capacitor del 20 %. El diseño se realizó con la herramienta de diseño de filtros analógicos de Analog Device , exporte el diseño aquí
   
   
   
   
2. Un filtro de muesca IIR digital ejecutado en su MCU. Seguí adelante e hice un cálculo de ejemplo rápido de un filtro de muesca de alto Q; una Q de 30 será difícil de lograr con componentes analógicos, porque ninguno de ellos es sin pérdidas. Note que esta cosa necesita 6
   
   multiplicaciones y sumas por muestra de entrada. A una tasa de muestreo de 2 kS/s, eso significa 12000 multiplicaciones por segundo. A menos que su microcontrolador sea en realidad un ábaco, eso no tomará una cantidad significativa de tiempo. Incluso un microcontrolador de 8 bits que se ejecuta a 8 MHz y necesita 28 ciclos (¡eso es muy lento! Pero es aproximadamente la cantidad de código AVR no optimizado para multiplicaciones int16) para una multiplicación no tomará más de 42 ms en estos cálculos por segundo, entonces, eso es ¡una carga computacional en el peor de los casos de ~5% del tiempo de CPU! Un ARM cortex-M, como se encuentra a menudo en los chips Bluetooth, básicamente se aburrirá todo el tiempo; estas cosas a menudo vienen con un multiplicador de 32 bits de un solo ciclo. Sin mencionar que los más grandes (por ejemplo, Cortex-M4F) incluso vienen con instrucciones de acumulación múltipleespecialmente diseñado para aplicaciones de filtrado .
3. Detecte si necesita la muesca de 50 o 60 Hz en función de una estimación (simplemente pruebe ambos en el encendido y vea cuál cancela más potencia de la señal, ¡muy fácil!).

Entonces, incluso si tiene que comprar un segundo microcontrolador solo para hacer el filtrado digitalmente, por alguna extraña razón que no veo, hacer el filtrado en el dominio digital es ventajoso tanto en calidad como en facilidad, sin mencionar que si Al hacer esto teniendo en cuenta las restricciones de costos / producción, ajustar un filtro analógico para hacer la muesca a la mitad de manera confiable no es una opción en absoluto .

1. La impedancia del canal está dominada por la impedancia del electrodo desviada por el INA R. Por lo general, los electrodos de EEG deben ser muy bajos para reducir el ruido del artefacto de movimiento y es aproximadamente 50k / 50nF, por lo que R >> 100kes insignificante.

donde: k es la constante de Boltzmann 1.38*10^{–23} [Joule/K], T es la temperatura en Kelvin [K], R [Ω] , Δf es la frecuencia [Hz], e es el voltaje ($V_{rms}$).

2. Hay otra solución de 50 años para esto. Se llamó Active Guarding , mientras que otros que también pensaron que lo inventaron más tarde, lo llamaron Active Electrode.

Protege la señal conduciendo el cable blindado para cancelar el campo E errante de CM en lugar de conectarse a tierra de CM.

Árbitro.

1. blindaje vs electrodos activos
2. Publicación de reducción de interferencias
3. lowcost_active_electrode_mejora_resolución
4. Nota de aplicación de dispositivos analógicos
5. Notas de tecnología lineal

El ruido de 50 Hz se eliminó por completo con este método.

En medicina lo llaman Right Leg Guard , RLG, pero hoy en día en EE nos referimos con más frecuencia a esto como Right Leg Drive o Driven Right Leg ( DRL ).

No tengo la reputación para comentar, pero quería agregar información sobre el DRL. Recomendaría usar uno. En el mundo de EEG siempre tienes uno y ayuda inmensamente con el rechazo de modo común. Además, a pesar del nombre, no es necesario que vaya en la pierna derecha. Para EEG, el electrodo DRL va en la tapa con todos los demás electrodos, lo que significa que está justo al lado de algunos de ellos (pero más lejos de otros). Su ubicación no es particularmente importante, lo que puede ser la razón por la que en EEG se le llama más comúnmente electrodo de "tierra" en lugar de DRL.