Contribución al ruido de Johnson-Nyquist ¿Temperaturas de ruido de la antena?

Depende del ruido ambiental y la señal perdida en cada banda, pero sé que los LNA son esenciales para Sat. Rx y GPS Rx también para VLF global Rx. Los niveles de Tx, la pérdida de trayectoria de Friis, las ganancias de antena y la figura de ruido y BW del preamplificador se incluyen en las relaciones C/N y con las ganancias de demodulación en las relaciones S/R.

Por lo tanto, no es universalmente cierto que Johnson-Nyquist Noise sea insignificante y dependa de la interferencia de fondo y el umbral Rx y el BER aceptable.

$P_\mathrm{dBm} = 10\ \log_{10}(k_\text{B} T \times 1000) + 10\ \log_{10}(\Delta f)$

que se ve más comúnmente aproximado para temperatura ambiente (T = 300K) como:

$P_\mathrm{dBm} = -174 + 10\ \mathrm\log_{10} \ (\Delta f)$

• para 0dBm= 1mW

por ejemplo, para$(\Delta f)$

• Canal Bluetooth de 1 MHz −114 dBm (muy por debajo del ruido ambiental)
• 20 MHz −101 dBm WLAN 802.11 canal (>-80 dBm señal mín. típico necesario)
• 80 MHz −95 dBm WLAN 802.11ac Canal de 80 MHz (a menudo se necesitan >-65 dBm)

Incluso los capacitores pequeños tienen ruido térmico debido a V y C y aquellos que no usan material NP0 son incluso microfónicos.

$v_{n} = \sqrt{ k_\text{B} T / C }$

• por ejemplo, 1pF 64µV, 1nF 2µV

Entonces nosotros tenemos$1/f$ruido rosa de estado sólido para el espectro de ruido rosa en señales unidimensionales y para señales 2D (p. ej., imágenes) el espectro de potencia es$1/f^2$.

La unidad de medida más común para el ruido es$dB/\sqrt{Hz}$.

La comprensión del umbral de ruido depende de muchos factores, incluida la Ley de Shannon para SNR frente a BER y "receptores no coincidentes" que coinciden con el BW de la señal y los discriminadores no ideales y la pérdida de desvanecimiento de Ricean (reflexiones de cancelación de fase) y muchos otros factores.

Si bien la pregunta en el título está bien, hubo algunos conceptos erróneos en la descripción detallada de la pregunta. Una antena tiene resistencia a la radiación relacionada con la radiación EM que genera$R_{an}$(de lo que solemos hablar) y resistencia disipativa que conduce a pérdidas térmicas$R_{th}$(debido al material del cable que forma la antena, una resistencia que solemos despreciar). Típicamente$R_{th}\ll R_{an}$.

La antena recibirá del baño de temperatura EM de fondo$T_{an}$(290K si apunta a la Tierra cálida, 4K si apunta al espacio profundo), por lo tanto, la temperatura de ruido de la antena será$T_{an}$si nos descuidamos$R_{th}$.

Sin embargo, si tenemos en cuenta ambos, el circuito quedará de la siguiente manera (junto a cada resistencia he colocado la fuente de ruido correspondiente y he incluido la línea de transmisión que sería necesaria para el cálculo de la potencia de ruido entregada):

^{simular este circuito : esquema creado con CircuitLab}

Para un ancho de banda pequeño$\Delta\nu$:

• $RMS(V_{th}) = \sqrt{4kT_{th}R_{th}\Delta\nu}$
• $RMS(V_{an}) = \sqrt{4kT_{an}R_{an}\Delta\nu}$

Por lo tanto, el voltaje total (dado que las dos fuentes no están correlacionadas) es$RMS(V_{total\ noise}) = \sqrt{4k(T_{an}R_{an}+T_{th}R_{th})\Delta\nu}$.

Por lo tanto, la temperatura de ruido de Johnson-Nyquist se suprime en comparación con la temperatura de ruido EM de fondo por un factor de$\frac{R_{th}}{R_{an}}$que es típicamente menos de una centésima.

Ahora podemos intentar derivar la potencia de ruido entregada en la línea de transmisión:

$P = V_{delivered\ noise}^2/R_{line} =\left(\frac{R_{line}}{R_{line}+R_{an}+R{th}}\right)^2 4k(T_{an}R_{an}+T_{th}R_{th})\Delta\nu/R_{line}$

Para una antena emparejada$R_{an}=R_{line}$por eso:

$P = \left(\frac{R_{an}}{2R_{an}+R{th}}\right)^2 4k(T_{an}R_{an}+T_{th}R_{th})\Delta\nu/R_{an}$

y dado que$R_{th}\ll R{an}$:

$P \approx k(T_{an}+T_{th}\frac{R_{th}}{R_{an}})(1-\frac{R_{th}}{R_{an}}) \Delta\nu$.

Por lo tanto la temperatura de ruido es de primer orden:

$T = T_{an}+(T_{th}-T_{an})\frac{R_{th}}{R_{an}}$