¿Cómo convertir una señal analógica de 0 a 10 V a 0 a 2,5 V para entrada ADC?

Sí, un divisor de voltaje está bien en teoría. Cuánto afecta la calidad de la señal depende en gran parte de lo que considere una señal de calidad. ¿Es este audio HiFi, un flujo de datos digital, audio de voz, RF, algo más?

Hay varios problemas con los divisores de voltaje resistivos que debe tener en cuenta:

1. El divisor de voltaje cargará la señal de la fuente. Necesita un divisor que emita 1/4 de la señal de entrada. Cualquier divisor con la resistencia superior 3 veces la inferior hará eso.

   

   En este caso R1 = 3*R2. La impedancia que mira al divisor desde la fuente será R1+R2. Debe asegurarse de que sea lo suficientemente alto como para no cargar la señal de origen para cambiar sus características hasta el punto que le interese. Por ejemplo, si R1=30kΩ y R2=10kΩ, entonces el divisor cargará la fuente con 40kΩ.

2. Considere la impedancia de salida. Esto es más de lo que Steven estaba hablando. Con una fuente de tensión perfecta (impedancia 0) impulsando el divisor, la impedancia de salida es R1//R2. Con los valores de ejemplo anteriores, serían 30kΩ//10kΩ = 7,5kΩ. Como mencionó Steven, esto debe tenerse en cuenta al conectarse a un microcontrolador A/D. No se trata tanto de cargar la salida del divisor como de que el A/D necesita una impedancia finita para cargar su tapa de retención interna en un tiempo finito. A alta impedancia, la pequeña corriente de fuga del pin A/D multiplicada por la impedancia también produce suficiente voltaje de compensación para corromper la lectura A/D. Debido a estos problemas, los fabricantes de microcontroladores especifican una impedancia máxima para controlar una entrada A/D. En los PIC antiguos con A/D de 8 o 10 bits, generalmente era de 10 kΩ. Esto es menor en algunos A/D más rápidos o en una resolución más alta, como 12 bits. Algunos miembros de la familia dsPIC requieren solo unos pocos 100 Ω o menos.

3. Respuesta frecuente. Siempre hay alguna capacitancia perdida. Las diversas capacitancias parásitas generarán filtros de paso alto y bajo. El resultado final es impredecible ya que la capacitancia parásita es impredecible. Utilizando de nuevo el ejemplo de 30kΩ y 10kΩ, la impedancia de salida es de 7,5kΩ. Si esto estuviera cargado con 20pF, por ejemplo, tendría un filtro de paso bajo con una caída de aproximadamente 1 MHz. Si la señal es de audio, no hay problema. Si se trata de una señal digital rápida, eso podría ser un problema grave.

   Una forma de lidiar con esto es agregar una capacitancia deliberada lo más pequeña posible pero varias veces la capacitancia parásita esperada para que la capacitancia total sea predecible. La capacitancia a través de cada resistencia debe ser inversamente proporcional a esa resistencia. Por ejemplo, aquí hay un divisor de voltaje bien balanceado:

   

   A bajas frecuencias, las resistencias dominan y dividen la señal por 4. A altas frecuencias, los capacitores dominan y dividen la señal por 4. El cruce donde las acciones resistiva y capacitiva son casi iguales es de 53 kHz en este ejemplo.

   Por cierto, así es como funcionan las sondas de alcance de división. Una sonda "10x" divide la señal por 10. Dado que debe hacerlo en todo el rango de frecuencia del osciloscopio, se agrega una pequeña capacitancia a cada resistencia. La capacitancia parásita nunca se puede conocer con exactitud y, de todos modos, habrá cierta tolerancia parcial, por lo que uno de los capacitores se vuelve variable. Esto es lo que es el ajuste de "compensación de sonda". Este ajuste convierte una pequeña tapa de ajuste de unos pocos pF. Con una onda cuadrada, puede ver fácilmente el punto donde coinciden los divisores capacitivo y resistivo.

   Un inconveniente de este enfoque capacitivo y resistivo es que la impedancia del divisor disminuye a altas frecuencias. Si bien este enfoque es útil para dividir adecuadamente las frecuencias más altas, también las carga mucho más de lo que lo harían solo dos resistencias. No hay almuerzo gratis.

Con suerte, ahora puede ver algunos de los problemas y compensaciones. Si las impedancias no funcionan, entonces debe considerar algún tipo de almacenamiento en búfer activo como el que ya describió Steven. Eso tiene su propio conjunto de problemas, como el voltaje de compensación, la respuesta de frecuencia y el error de ganancia si la ganancia no es solo 1, pero esos son para otro hilo.

Básicamente, lo que estás tratando de hacer se llama "acondicionamiento de señal". Generalmente es así:

Primero, amortigua la señal. A menos que su fuente de 0-10 V ya tenga una baja impedancia de salida, guárdela con un amplificador operacional no inversor (vea la respuesta de stevenvh). Asegúrese de que el amplificador operacional tenga suficiente ancho de banda. Por lo general, esto se describe como un "producto de ancho de banda de ganancia" ya que la especificación es la ganancia del circuito multiplicada por el ancho de banda. Este no es siempre el caso; algunos amplificadores son de modo actual y tienen un gráfico que muestra la ganancia frente al ancho de banda. Su caso es simple: la ganancia es 1, por lo que si se especifica un producto ganancia-ancho de banda, también es el ancho de banda con una ganancia de 1.

Luego, divida la salida por 4 usando un divisor de resistencia. Dado que está utilizando un ADC, debe tener cuidado con el alias de la señal (el ruido también se alias, por lo que incluso si su señal está muy por debajo de la frecuencia de ADC Nyquist, aún debe tener un filtro anti-aliasing). El filtro anti-aliasing más fácil es simplemente poner un condensador de la salida de su divisor a tierra y tratarlo como un filtro RC, donde R es igual a los dos valores de resistencia del divisor en paralelo. La esquina debe estar más allá de la frecuencia más alta que desea pasar al ADC, y el filtro debe atenuarse en 6 dB por bit en el momento en que alcance la frecuencia de aliasing (que es la frecuencia de muestreo menos la frecuencia de la esquina del filtro).

Aquí es donde importa su tipo de ADC. En un ADC de aproximación sucesiva (SAR) normal, la frecuencia de muestreo es mucho, mucho más baja que en un ADC sigma-delta, por lo que los 20 dB/década que obtiene con un filtro RC pueden no ser suficientes. Si ese es el caso, entonces necesita obtener un filtro de polos múltiples más complejo allí. Esa es una gran discusión en sí misma, así que la pasaré por alto por ahora; busque filtros de polos complejos y descargue una copia de FilterPro de TI si está interesado.

Una vez que se filtra la señal, es posible que deba volver a almacenarla en búfer si la impedancia de salida del filtro no es mucho más baja que la impedancia de entrada del ADC. Finalmente, si su entrada ADC tiene una compensación de CC diferente de su entrada, necesitará un condensador de bloqueo de CC (es decir, en serie). Esto debe elegirse como si la impedancia de entrada del ADC fuera la resistencia en un filtro de paso alto RC; asegúrese de que la esquina del filtro esté por debajo de su frecuencia de entrada mínima.

Desea dividir la señal por un factor 4, lo cual es fácil con un divisor de resistencia. La resistencia en la entrada debe ser 3 veces mayor que la de tierra. El valor exacto depende de la impedancia de entrada del ADC. Esto no suele ser muy alto, por lo que la impedancia de entrada puede distorsionar el divisor. Digamos que eliges 10k$\Omega$y 3.3k$\Omega$para las resistencias. Esto le dará una salida de 2,5 V para una entrada de 10 V. Bonito. Pero suponga que la impedancia de entrada del ADC también es 3.3k$\Omega$. Esto es paralelo a los 3.3k$\Omega$resistencia de su divisor, resultando en 1.65k$\Omega$, para que divida por 7 en lugar de 4.
Entonces tendrá que aumentar los 3.3k$\Omega$de modo que la resistencia combinada con la impedancia de entrada del ADC sea de 3,3 k$\Omega$.

Alternativamente, puede amortiguar el divisor con un seguidor de voltaje, como sugiere Matt: