Simulación y construcción de un filtro de paso de banda de retroalimentación múltiple

Tengo una señal distorsionada y solo quiero permitir frecuencias entre 95kHz y 105kHz. El voltaje de entrada es de 300mV pico a pico.

Por lo tanto, necesito un Paso de Banda de 10kHz y una Frecuencia Central de 100kHz.

Estaba leyendo varios libros de electrónica analógica para descubrir algunas variaciones y topologías de uso común y decidí optar por el filtro de retroalimentación múltiple.

Usaré este circuito:

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Según este documento:

Este circuito es ampliamente utilizado en aplicaciones de bajo Q (< 20). Permite cierto ajuste de la frecuencia resonante, F 0 , al hacer que R2 sea variable. Q también se puede ajustar (con R5), pero esto también cambia s F 0 .

Luego procedí siguiendo las ecuaciones en ese mismo documento, o bien en el libro, Manual de aplicaciones de amplificadores operacionales .

Mis cálculos y trabajo se enumeran a continuación:

Primero, debemos determinar la frecuencia central, el ancho de banda y Q.

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El Q es demasiado alto para usar filtros de paso alto y paso bajo separados, pero lo suficientemente bajo como para usar un tipo de retroalimentación múltiple.

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Antes de construir este circuito, quiero poder simularlo. Aquí está mi circuito implementado en el software Proteus.

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Y esta es la respuesta de frecuencia respectiva:

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Puede que no sea claramente visible, pido disculpas, pero la frecuencia central es solo de 63 kHz.

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Hoja de datos LM324 .

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A 100 kHz, la oscilación máxima del voltaje de salida es de solo 1 V de pico a pico y, por lo tanto, mantengo mis niveles de ganancia bajos. (VA = 2)

Seguí las instrucciones, pero claramente estoy haciendo algo mal.

¿Cómo puedo obtener una frecuencia central real de 100 kHz y qué estoy haciendo mal ?

Cualquier consejo y/o sugerencia será apreciada.

Siempre es bueno verificar los voltajes de polarización de CC antes de mirar la respuesta de CA. ¿Puede indicar los voltajes de polarización devueltos por la simulación? Además, ¿qué magnitud de señal de entrada estás usando?
¿No es el LM324 un amplificador operacional de suministro único? En cualquier caso, bienvenido al mundo real, donde la impedancia de entrada de opamp influye en sus elecciones de diseño. Pruebe un amplificador operacional de entrada JFET, vea lo que obtiene. Olvidé decir, también verifique el ancho de banda, es posible que algunos no puedan llegar tan lejos.
@scorpdaddy, la señal de entrada tiene una amplitud de 150 mV, agregará voltajes de polarización. Además, LM324 se puede usar en una configuración de riel único o de riel doble, según la hoja de datos que agregaré a la pregunta. Con respecto al ancho de banda, también debería estar dentro de los límites de lo que estoy tratando de lograr. De hecho, es por eso que mantengo la ganancia (AV) baja en 2. Dado que a 100 kHz, la oscilación de salida es de solo 1 V pp.
Intente usar un amplificador operacional con un producto de ancho de banda alto (GBW). LM324 tiene una ganancia de aproximadamente diez a 100 kHz. En realidad no es suficiente.
Recomendación: use un opamp IDEAL y verifique si los valores de las piezas están bien. Según mis cálculos, la frecuencia media de diseño con sus piezas es de 70,8 kHz. Más que eso, para la realización de hardware use otro opamp
Gracias por todas las sugerencias. Extrañamente (¿o no?), cuando realizo los mismos cálculos anteriores pero para una frecuencia central de 1kHz o 10kHz, obtengo la respuesta simulada exacta. Podría ser que el GBW sea demasiado bajo, como se mencionó.

Respuestas (2)

Estás usando el simulador incorrecto o el opamp incorrecto. Verifique el ancho de banda opamp y asegúrese de que sea suficiente (en el simulador, no solo en una hoja de datos). Obtuve 100kHz de tres maneras en LT Spice:

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El primer circuito utiliza un amplificador operacional ideal de 1 polo (sin pérdida, sin barandilla y con un ancho de banda casi infinito)

El segundo usa un amplificador operacional ideal, pero tiene parásitos (las tapas tienen ESR y agregué una pequeña cantidad de inductancia para simular la inductancia del mundo real)

El tercero usa un OP27

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Realmente no hay necesidad de obtener puntos baratos en .ACel análisis, llegan rápido incluso cuando son miles/dic, por lo que la visibilidad aumenta considerablemente.
Buen punto, suelo correr 12 o más pero tenía prisa
¡Resulta que eran ambos! Probado con éxito en LT Spice. Gracias @laptop2d

Aquí hay una simulación, para una ganancia de +6dB, usando UA741 y MCP655 (y OPA211 con una densidad de ruido de 1 nanovoltio). El primer opamp es UGBW de 1 MHz, el segundo opamp es de 50 MHz, el tercero es de 45 Mhz. Utilicé condensadores de 100pF para UA741 y MCP655, y las resistencias tienen un valor bastante grande, por lo que son Boltzmann-ruidosas y la SNR para la entrada de 1 voltio es de solo 68 dB. OPA211 usa 1,000pF y produce 82dB SNR.

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Aquí comparamos los dos diagramas de frecuencia/fase de BandPassFilter.

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Y aquí está el gráfico de ruido térmico.

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Por cierto, volví a ejecutar la herramienta con condensadores de 1000 pF y la SNR solo aumentó a 69,8 dB.

Entonces, cambié al OpAmp de menor ruido incluido en la herramienta, el OPA 211 con una densidad de ruido de 1 nanovolt (62 ohms Rnoise). SNR aumentó a 82 dB con entrada de 1 voltio. aquí eso es

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