Respuesta de frecuencia del amplificador diferencial

Esto no tiene nada que ver con que el amplificador operacional esté configurado como un amplificador diferencial. Incluso en un amplificador de ganancia no inversor simple, a medida que aumenta las resistencias (sin cambiar la ganancia), los condensadores parásitos (entrada a tierra y la retroalimentación parásita de la salida a la entrada inversora) harán que se reduzca la ganancia de bucle cerrado anticipada. Si reduce el valor de las resistencias y las presiona demasiado, el amplificador operacional no podrá suministrar la corriente requerida por los componentes de retroalimentación negativa.

Al igual que con la mayoría de los circuitos de amplificadores operacionales, existe un rango de valores de resistencia aceptables y, más allá de ese rango, comienza a degradarse el rendimiento.

Por supuesto, hay otras cosas a considerar; si hace que las resistencias tengan un valor demasiado alto, las corrientes de polarización de entrada comenzarán a degradar la precisión de CC del circuito y esto, en muchos casos, es algo que se debe evitar.

¿Existe una razón más profunda por la cual establecer todas las resistencias en 100 kΩ produce una mejor respuesta de frecuencia?

Bueno, la mejor respuesta que obtuviste fue con resistencias de 10 kΩ: -

Una vez más, es una situación de compensación; hay un rango de valores que se adaptan a una aplicación en particular y la mayoría de la gente predeterminaría 10 kΩ para el LM324. Si fuera un amplificador operacional de alta velocidad, estaría viendo resistencias de 1 kΩ en la retroalimentación (o incluso más abajo a 1 GHz).

El opamp tiene capacitancia de entrada. Por lo tanto, forma filtros RC con la red de retroalimentación que afecta la respuesta de frecuencia. Si las resistencias de retroalimentación son demasiado grandes, las entradas serán muy lentas. Por lo tanto, el opamp "notará" demasiado tarde los errores en sus entradas/salidas y eventualmente los compensará en exceso. Esto dará lugar a oscilaciones.

Para resistencias muy pequeñas, básicamente cortocircuita las salidas opamp a otros nodos. Si estos otros nodos también tienen una impedancia muy baja (p. ej., tierra), el amplificador operacional ya no puede alcanzar el equilibrio porque carece de la fuerza de accionamiento para hacerlo.

Andy es consistente con mi mala experiencia con los viejos LM324 que tenían 10k como punto óptimo para la retroalimentación.

@Audioguru lo dijo mejor.

Los amplificadores operacionales cuádruples LM324 y LM358 duales antiguos se diseñaron para una corriente de suministro de energía baja que generaba ruido, distorsión cruzada, una respuesta de alta frecuencia deficiente y una velocidad de respuesta de alto nivel deficiente que recortaba los niveles de frecuencias por encima de unos pocos kHz. – Audiogurú

Tomé esta pregunta más en serio para señalar las otras debilidades de este quad OA de bajo costo y baja corriente. Nunca habría elegido este OA viejo y barato para mucho más que circuitos de bajo ancho de banda, como cuando lo usé para barrer un tambor láser Lexmark de -1,5 kV a 5 kV con un transformador rectificador elevador en el rango de nA.

• Obtendrá un diagrama de Bode diferente para el IC real en picos +ve (pobres) que picos negativos debido a la fuente de corriente asimétrica, los sumideros utilizados en la etapa de salida que también tienen hFE asimétricos. (Sí, eso significa que el THD por encima de 20 kHz es realmente malo y se distorsiona a f alto.
• Las corrientes de polarización de entrada son sensibles al voltaje de entrada y el voltaje de modo común cambia un 50 % con el diferencial debido a que Vin+ tiene un circuito /2 y Vin- intenta seguirlo con el Vout+ más débil. Esta es la razón por la que siempre usamos una resistencia pull-up para mejorar todas las debilidades de esta débil etapa de salida polarizada de clase AB diseñada para minimizar la corriente de reposo y no la respuesta lineal en todo el ancho de banda de ganancia unitaria, que es mucho más estresante que un amplificador diferencial de alta ganancia con un reducir el peso corporal.
• Hay un descenso inicial en la salida cerca de -Vss en el encendido que prueba mi punto sobre lo anterior y toma aproximadamente 10 us para que la salida aumente a cerca de 0V donde espera que comience con suministros bipolares. Este fue un defecto que nunca se solucionó en este diseño heredado. Incluso el humilde 741 no tenía este defecto, pero tenía muchos otros.
• Hay una capacitancia de entrada no especificada que hace que la corriente de polarización de entrada se parezca más a una onda cuadrada en sus frecuencias de -3dB que deberían estar cerca de 1,2 MHz si el modelo de su simulador es nominal en lugar del peor de los casos. La corriente de polarización de entrada promedio sigue siendo la misma, pero se reduce rápidamente con el voltaje de modo común, ya que estas son entradas Darlington diferenciales PNP diseñadas para funcionar hasta -Vss. Pero esta característica también provoca una capacitancia de entrada bipolar aparente y cambia con la oscilación de entrada de los voltajes de modo común y diferencial de entrada. Por lo tanto, se vuelve mucho más pronunciado con una retroalimentación de >100k con señales de alta velocidad de respuesta, lo que provoca un BW deficiente con valores de 10M.

Hay más razones por las que 10k es el punto óptimo y un pullup mejora el rendimiento, pero si necesita un mejor rendimiento, no confíe en el LM324. De lo contrario, debe comprender los aspectos internos y examinar su cabeza. No, solo bromeo. El modelo de Falstad le permite cambiar la velocidad de respuesta y los valores del limitador actual predeterminados en el LM324. ¿Tu simulador está de acuerdo?

Sé que esta respuesta es un poco tarde. Sin embargo, no estoy convencido de que el efecto observado se deba a la capacitancia de entrada. Las curvas de respuesta de frecuencia no muestran un pico característico o resonancia en la rodilla que se puede ver cuando la capacitancia de entrada es el factor limitante del ancho de banda. Consulte esta pregunta para obtener información sobre el "pico" faltante al que me refiero.

Más bien, sospecho, según el modelo, que la causa del cambio en el ancho de banda se debe al siguiente proceso.

1. Un aumento de las resistencias externas de los amplificadores operacionales conduce a una alta impedancia entre los cables de entrada del amplificador operacional y tierra,
2. La alta impedancia entre los cables de entrada y la tierra hace que los emisores (y las bases) del par diferencial se muevan hacia uno de los rieles de suministro.
3. A medida que los emisores/bases se mueven hacia los rieles de suministro, los transistores de par diferencial y los transistores de suministro de corriente constante se mueven hacia el corte.
4. En lugar de conducir rápidamente a la degradación de la forma de onda de salida, la etapa de entrada diferencial del amplificador operacional pierde "graciosamente" la transconductancia (lo atribuyo en gran medida a la pequeña magnitud del voltaje de entrada diferencial).
5. Cuando la etapa de entrada pierde transconductancia, el amplificador operacional pierde la ganancia general de bucle abierto
6. Cuando el amplificador operacional pierde ganancia de bucle abierto, un amplificador de retroalimentación negativa de ganancia fija (en este caso ganancia unitaria) perderá ancho de banda.

He utilizado un modelo de componentes discretos de una etapa de entrada diferencial de amplificador operacional.

^{simular este circuito : esquema creado con CircuitLab}

Me doy cuenta de que los componentes discretos utilizados en este circuito no coinciden con los componentes mucho más pequeños utilizados en un LM324. Sin embargo, creo que la simulación de este circuito ilustrará el mecanismo que propongo.

Los modelos de transistores son para 2N3904/3906. La beta nominal del 2N3904 es 140. El voltaje de entrada es de 20 mV de pico a pico. R1 controla la corriente de polarización del emisor.$R_{in}$representa la impedancia de cualquiera de los pines de entrada del amplificador operacional a tierra.

Para todos los valores de$R_{in}$menos de 25k$\Omega$, la salida se parece a esto:

La entrada no inversora cuando$R_{in}$es 0 es obviamente terreno. Cuando$R_{in}$esta a 25k$\Omega$, la entrada no inversora está en aproximadamente -3,25 V. La respuesta de frecuencia se parece a esto:

Como$R_{in}=75k\Omega$, poco ha cambiado, aunque la amplitud de salida es ligeramente menor

En$R_{in}=1M\Omega$, la salida se ha reducido en unos -20 dB

Y cuando$R_{in}=50\Omega$, la salida ha bajado unos -50 dB.

Sin embargo, tenga en cuenta que, aunque la amplitud ha disminuido, la forma de onda sigue siendo visiblemente una señal de onda. La "saturación" del par diferencial o fuente de corriente constante altera con más gracia la forma de onda, en comparación con las formas de onda que se ven cuando la salida de un amplificador operacional está saturada. (El mecanismo real es el "corte" del transistor, pero a menudo nos referimos a la "saturación" de un amplificador, de ahí las comillas alrededor de "saturación").

Una vez más, si se reduce la amplificación de bucle abierto de un amplificador operacional, se reducirá el ancho de banda de bucle cerrado. Creo que es más probable que los resultados vistos en la pregunta anterior sean causados ​​por una reducción en la ganancia en lugar de la capacitancia de entrada, debido a la falta de un pico característico o resonancia cuando la capacitancia de entrada limita el ancho de banda.