¿Por qué los osciladores de cristal MCU no fríen los cristales?

Si realmente es tan difícil medir correctamente, ¿por qué los fabricantes no brindan una mejor orientación?

Los diseñadores de osciladores tienen un trabajo difícil acomodando resonadores en un rango de frecuencia muy amplio, y cuyo manejo de potencia puede variar desde fracciones de microvatios hasta milivatios.

• El controlador del oscilador se ejecuta en su región lineal, un no-no para dispositivos CMOS digitales. Puede consumir una potencia de CC significativa si la fuerza de su unidad es grande, por lo que se recomienda a los diseñadores de CMOS que hagan que estos dispositivos sean lo más débiles posible y que aún así oscilen en su extremo de alta frecuencia, pero que aún así oscilen con cristales de baja Z.
  

• Además de eso, el inversor del oscilador puede ser alimentado por Vdd que puede variar.

• Y además de eso , el diseñador final puede tener más habilidades de software que habilidades de ingeniería eléctrica.
  

Al diseñar el oscilador, por lo general uno se equivoca por el lado de sobrecargar el cristal, porque un oscilador que no oscila es inútil, mientras que un oscilador sobrecargado da la salida deseada, tal vez en forma de ardilla, pero al menos de la forma deseada (AC en lugar de CC). Un cristal impulsado marginalmente puede iniciarse demasiado lentamente, causando problemas aguas abajo... un oscilador sobrecargado genera la oscilación más rápidamente.

¿Es suficiente la resistencia de salida del inversor? ¿Cómo se puede diseñar para esto, aparte de prueba y error?

Pocas hojas de especificaciones del inversor incluyen$r_o , g_{fs}$eso puede ayudar a saber si comenzarán las oscilaciones. Para inversores CMOS,$r_o$es inversamente dependiente de Vdd, mientras que$g_{fs}$depende directamente de Vdd. de la hoja de datos de NXP 74HCU04 Los fabricantes de cristales nos ayudan a guiarnos especificando la capacidad de carga de sus cristales. Cuando un cristal resonante paralelo se carga con esta capacitancia y se impulsa con los pocos voltios disponibles de un inversor, la corriente del cristal fluye aproximadamente en el estadio de béisbol correcto. Se podría usar una resistencia en serie adicional para ajustar la potencia del variador y/o el tiempo de arranque. A alta frecuencia, se recomienda reemplazar cualquier resistencia en serie agregada por un capacitor, cuyo valor esté entre 0.5X de capacitancia de carga y 1X de capacitancia de carga. Especialmente para cristales de tercer sobretono

Un buen diseño podría hacer funcionar el oscilador mucho más cerca del punto de "hambruna", en lugar del punto de sobrecarga. Pero al hacerlo no hay riesgo de oscilación.

La mayoría de las hojas de datos y notas de aplicación de MCU enumeran algunos límites para el cristal, los condensadores de carga o, al menos, enumeran algunos parámetros del oscilador con los que trabajar. Por ejemplo, la nota de la aplicación STM32 que mencionó muestra cómo calcular si el cristal es compatible o no. Si no es compatible, pruebe con otro cristal, quizás con una frecuencia más pequeña, CL más pequeño o ESR más pequeño. Un chip STM32F100 dice que puede impulsar la salida de cristal con un máximo de 1 mA.

Entonces, en general, seleccionar un cristal que se ajuste a estos límites funcionará aproximadamente. Los osciladores dentro de la MCU ya no pueden ser simplemente modelados por el inversor CMOS, ya que pueden tener todo tipo de circuitos para ayudar con un arranque confiable y control automático de ganancia para la amplitud.

El nivel de excitación de 100 uW es solo un nivel típico, no el máximo que el cristal puede soportar sin dañarse. Y es por eso que después de seleccionar un cristal que cumpla con los requisitos de MCU, se debe verificar si la MCU cumple con los requisitos de cristal con respecto al nivel de la unidad. Los osciladores incorporados tienen una salida más débil que las puertas lógicas estándar, por lo que la resistencia externa generalmente no es necesaria para limitar el nivel de la unidad.

Eric Vittoz fue el diseñador de circuitos integrados analógicos que trajo métodos de oscilador de cristal de nanovatios a la industria relojera suiza.

Como parte de ese esfuerzo de investigación, publicó un artículo sobre "una ganancia demasiado alta en el amplificador evitará la oscilación del circuito/cristal", donde las matemáticas muestran diagramas de lugar de raíces en transconductancias altas que cruzan el eje de cambio de fase CERO, sofocando la acumulación de circuito energía resonante.

Y aquí está el punto de esta respuesta: la alta transconductancia en un modelo de pequeña señal se puede describir como BAJA RESISTENCIA. Y los condensadores de conducción de baja resistencia (por ejemplo, sus 10 pF) producen pequeños cambios de fase.

Sin exactamente un cambio de fase de 360 ​​grados (o 0, o 720) y una ganancia de potencia de bucle neta, la tenue fluctuación inicial del cristal no se acumulará debido a la alta Q.

Por lo tanto, debe haber una región contigua de frecuencia con ganancia de potencia de bucle neta.

El bucle ajusta constantemente la frecuencia, ya que las tapas de PI cambian con la temperatura y la resistencia limitadora de corriente (o la transconductancia) también cambia con la temperatura.

¿Por qué? porque el cambio de fase externo también está cambiando.

Los circuitos populares aceptan una amplia gama de resistencia externa (y, por lo tanto, son populares) debido a esa región de frecuencia contigua con ganancia de potencia de bucle neta.

Como diseñador, es su tarea dimensionar el amplificador Pout y Zout, y los condensadores externos, y la resistencia en serie discreta externa (si la hay) para lograr una oscilación confiable en todas las condiciones.

Tenga en cuenta que "Zout" del amplificador es parte de su tarea de diseño. Ese Zout debe interactuar con éxito con el límite de PI.

Lo más probable es que el "tamaño" (W/L) de los transistores del amplificador varíe ampliamente de un diseñador a otro, y también depende del rango de VDD.