¿La estabilidad de un circuito depende de su topología de retroalimentación?

anhnha, en mi opinión, el autor del artículo (mencionado por usted) ha causado más confusión de la necesaria. Creo que debería haber comenzado con el ejemplo simple que se muestra en la Fig. 4a (que también se muestra en su texto) para dejar en claro lo que quiere mostrar.

En la Fig. 4a, está claro que el voltaje de salida en el nodo del colector consta de dos partes: (1) un voltaje invertido (causado por la propiedad de amplificación clásica del BJT) y (2) otro voltaje no invertido causado por el voltaje de entrada y la "corriente directa" correspondiente a través de Rf y Rc.

Como consecuencia, cometeríamos un error si consideráramos solo la parte invertida dada con (1). Y este sería el caso, si aplicáramos la fórmula de retroalimentación clásica de Black que involucra solo la relación de retorno RR (ganancia directa dividida por (1 + RR). Tenga en cuenta que en este documento se usa el término "relación de retorno RR" en lugar del término "ganancia de bucle" que es de uso común hoy en día.

Ese es el objetivo principal del artículo de Hurst: mostrar que la ganancia de bucle cerrado, así como las impedancias de entrada y salida de los sistemas de retroalimentación, NO deben calcularse sobre la base del RR solo si la topología de retroalimentación permite tal "directo". porción de paso de la señal de salida como se describe arriba en (2). En este caso, existe una diferencia entre la tasa de retorno real existente RR y el producto " af " como se define para el modelo clásico en la Fig. 1a.

Tenga en cuenta que el autor realiza el siguiente paso: transfiere el diagrama de bloques de un sistema de retroalimentación existente real (con alimentación de señal) que se muestra en la Fig. 1b a un nuevo diagrama de bloques simple (ficticio) con solo dos bloques (Fig. 1a). Su intención es la siguiente: La ganancia de lazo " af " de este nuevo sistema simplificado se puede utilizar para calcular los parámetros de lazo cerrado (ganancia, impedancias de entrada/salida) utilizando las conocidas fórmulas que implican la expresión (1+af).

Recuerde: debido a la resistencia de salida muy pequeña de los amplificadores operacionales, esta porción de alimentación normalmente se descuida en las aplicaciones de amplificadores operacionales inversores (configuramos la ganancia de bucle = RR). Sin embargo, como ejemplo, esta parte (2) es responsable de los valores de atenuación deficientes de las etapas de paso bajo de Sallen-Key para frecuencias crecientes en la región de la banda de parada (la ganancia opamp disminuye y las impedancias de salida aumentan).

Como consecuencia de sus consideraciones, Hurst muestra en la parte IV de su artículo que el producto " af " y la relación de retorno RR son idénticos si no hay una ganancia directa adicional en el circuito de retroalimentación (caso teórico solamente) y/o si la salida Se puede despreciar la impedancia del amplificador principal.

Finalmente, con respecto al título de su contribución: los análisis de estabilidad NO están influenciados por todas las consideraciones mencionadas en el texto. Las propiedades de estabilidad están determinadas únicamente por la relación de retorno RR y no se necesitan análisis de dos puertos porque las "contribuciones directas" (si existen) no influyen en los aspectos de estabilidad. Habrá notado que el término "estabilidad" no se menciona en el artículo de Hurst.

PD: Más explicación.

Basado en la relación de retorno RR, la ganancia de bucle cerrado y la entrada resp. Las impedancias de salida para circuitos opamp con retroalimentación negativa se pueden calcular utilizando los valores de bucle abierto divididos o multiplicados por (1+af). Sin embargo, esto solo se permite cuando se cumplen las condiciones de la parte IV del artículo de Hurst (af=RR). En la mayoría de los casos, este es el caso de las aplicaciones opamp:

Acl=Aol/(1+af);

Zin=Zin(ol)/(1+af) para invertir y Zi=Zi(ol)*(1+af) para no invertir. circuitos;

Zout=Zout(ol)/(1+af)

EDITAR (respuesta a la pregunta):

La oración en cuestión (página 256) se refiere tanto a la Fig. 2 como a la Fig. 5 del artículo de Hurst. Es obvio que después de quitar la fuente de corriente Iin (Fig. 2) y cortocircuitar la fuente de voltaje Vin (Fig. 5), ambos circuitos son idénticos. Por tanto, la definición clásica de la relación de retorno RR, que no tiene en cuenta ninguna transmisión de señal directa, será la misma. En este caso, el voltaje de salida interno opamp (gmRout) se considera como la única fuente de conducción existente. Por lo tanto, la expresión de RR viene dada simplemente por la regla del divisor de voltaje y el voltaje de activación gmRout.

Por supuesto, la situación es diferente cuando se tiene en cuenta la contribución de la ruta de señal directa, porque en los circuitos de ejemplo tenemos dos fuentes diferentes en dos ubicaciones diferentes. Por lo tanto, ambas expresiones para el producto " af " son diferentes.

Por lo tanto, el autor no solo ha demostrado, teniendo en cuenta el feedthrough directo (¡si es que existe!), que para un solo circuito ambas expresiones ("RR" y " af ") pueden ser diferentes, sino que también ha demostrado que en caso de dos circuitos diferentes con RR IGUAL los productos " af " pueden ser diferentes. Esta parte constituye un ejemplo más para demostrar la posible diferencia entre ambas expresiones (RR y " af ", resp.) utilizadas por el autor.