Intensidad del campo magnético y densidad de flujo de la curva de histéresis

No reconozco tu método pero no descarto que tenga algún mérito pero la traza del osciloscopio no me parece bien. Si desea obtener los detalles del material utilizado, simplemente consiga la hoja de datos del material nanoperm. Extracto: -

El gráfico de histéresis que quieres es el que está en azul, creo.

Con 6 vueltas, el MMF se aplica corriente x 6 vueltas. Para calcular H, simplemente divida el MMF por la longitud magnética media del toroide. Eso se puede calcular como el diámetro medio (23 mm) veces$\pi$= 0,072 mm.

Entonces, si su corriente es de 100 mA, el campo H es 0,6/0,072 = 8,3 At/m y esto produciría una densidad de flujo de alrededor de 1 tesla.

Encontré una pregunta similar en ResearchGate y encontré que el trabajo realizado por Mubeen Haadi fue muy útil. En lugar de adoptar un enfoque de hardware para integrar el voltaje inducido, Haadi adoptó un enfoque de software. Probé el código publicado por Haadi con algunos datos simulados y parecía funcionar, así que seguí los pasos de Haadi.

Primero modifiqué mi circuito colocando VM2 directamente entre los terminales de la bobina secundaria, como se muestra en el diagrama de circuito a continuación.

^{simular este circuito : esquema creado con CircuitLab}

El voltaje inducido en la bobina secundaria es lo que habría sido integrado por el integrador RC (o integrador de amplificador operacional). En lugar de integrar este voltaje con el hardware, integré el voltaje en MATLAB usando la cumtrapzfunción. El código de MATLAB para generar la curva de histéresis (incluida la integración) se proporciona aquí:

% define parameters of setup
R = 400E-3; % ohms
N = 6; % number of turns
LFe = 10.03E-2; % magnetic path legnth, m
AFe = 8.8E-5; % cross-sectional area of core, m^2

% generate time points of integration
t_max = 3; % experiment duration
rate = 80E3; % Fs of AO and AI NIDAQ cards
t = linspace(0, t_max, rate*t_max)';

% meas is the signal recorded by the AI NIDAQ card
VM1 = meas(:, 1);
VM2 = meas(:, 2);

% integrate VM2 and scale it to get the magnetic flux density
dB = VM2/(N*AFe);
B = cumtrapz(t, dB);
B = B - mean(B); % to remove any DC bias

% calculate the current through the primary coil and scale it to get
% magnetic field strength
H = (VM1/R)*N/LFe;

% convert into appropriate units and plot
figure; plot(H*1000/100,B*1000);
xlim([-150 150]); ylim([-1300 1300])
xticks([-140:20:140]); yticks([-1200:200:1200])
grid on
xlabel('H [mA/cm]'); ylabel('B [mT]')

Los cálculos para H y B se realizaron de acuerdo con el tutorial vinculado aquí , con las ecuaciones proporcionadas en la actualización de mi pregunta anterior. ( Aquí se proporciona otro tutorial útil vinculado a mí por @ laptop2d en una de mis subpreguntas . Contiene las mismas ecuaciones para H y B). La siguiente imagen muestra la curva de histéresis:

Esto coincide estrechamente con la curva dada en la hoja de datos 1 ( aquí en la página 3), tanto en términos de apariencia como de orden de magnitud de H y B, y se parece a la curva de la hoja de datos 2 ( aquí ). El bucle que medí se satura a aproximadamente 1,1 T para una intensidad de campo de 100 mA/cm, mientras que el bucle medido por el fabricante parece saturarse a aproximadamente 1,2 T para una intensidad de campo de 120 mA/cm según la primera hoja de datos y a 1,2 T para una intensidad de campo de 200 mA/cm según la segunda hoja de datos.

Atribuiría las diferencias entre mi curva y las curvas que se muestran en las hojas de datos a las diferencias en el núcleo utilizado por el fabricante y/o al hecho de que solo estoy usando seis vueltas cada una para los devanados primario y secundario, pero en realidad no estoy seguro. Si hay otras ideas sobre por qué podría haber diferencias, agradecería las sugerencias. Gracias a todos por vuestra ayuda y aportaciones.

El uso de una carga de tapa de derivación grande redondea o abulta su gráfico VI y da resultados incorrectos con un voltaje de baja frecuencia. Hace que sea imposible determinar qué energía almacenada o remanencia o inductancia mutua o inductancia primaria o pérdidas de corriente de Foucault tiene, lo que debería ser más importante. (Corríjame si mi suposición es incorrecta)

Le sugiero que mida L y las pérdidas en lugar de B o H utilizando un número de vueltas de bobinado uniforme con cinta.

Puede usar sus herramientas para calcular la saturación donde la inductancia cae un 10% en lugar de medir el BH promedio y contar las vueltas y la corriente a 10kHz, 100kHz. https://www.magnetec.de/dimensioning/abacus/abacus.php

Luego mida L usando un puente de impedancia con la misma inductancia en una referencia de impedancia fija de los mismos valores nominales.

O si tiene suerte, use un analizador de impedancia vectorial

o use un medidor RLC con corriente de medidor acoplada a CA y polarización externa acoplada a CC si está diseñado para uso con CC.

O use una fuente de corriente solo de CA con salida de voltaje RMS proporcional a L

O use corriente alterna pulsada como un inductor de retorno que mida V,I,t productos de carga y descarga con una carga.

Depende de cómo quieras usarlo.

Pero las especificaciones de ferrita con resultados de prueba L es todo lo que sospecho que garantizan en giros de mA dados.

Si elige C para que resuene en serie con un cambio de fase de 0 a la corriente máxima durante un barrido, puede medir L y sin C y con un ESR de cable/controlador muy bajo, mida la autocapacitancia por N vueltas para obtener una frecuencia de resonancia propia en paralelo.

P2-4 re: forma del bucle de histéresis:
si toma muestras digitalizadas de la corriente del devanado N1 y utiliza otro canal AtoD para tomar muestras digitalizadas del voltaje N2, ¿son estas muestras simultáneas o en momentos diferentes? Cualquier diferencia de tiempo entre la muestra de corriente N1 y la muestra de voltaje del integrador se muestra como histéresis modificada en el resultado B vs. H. Forzar la corriente a una tasa alta (alta frecuencia de excitación) empeora este problema.

La excitación de corriente para el devanado N1 no necesita ser perfectamente sinusoidal, pero puede ayudar a mantener el buen comportamiento del integrador de N2. Puede aumentar la resistencia en serie total en la excitación de N1 (junto con un aumento en el voltaje de excitación) en un intento de hacer que la corriente sea más sinusoidal.

P2-5, P2-6 re: preguntas sobre el integrador RC:
El integrador RC es siempre una aproximación en el mejor de los casos, pero puede dar un resultado decentemente preciso:
$V_{C1} = \frac {1}{R_1C_1} \int {V_{N2}(t)} dt$

siempre que $V_{N2} >> V_c$. (dónde$V_{N2}$es el voltaje del devanado de sentido de 6 vueltas).
Tenga en cuenta que la elección de la constante de tiempo del integrador depende de la frecuencia de excitación: una fuente de 377 Hz se beneficiaría de un producto RC diferente que una fuente de 50 Hz.

El rendimiento de un integrador RC puede degradarse cargando el capacitor con un instrumento de medición. Por ejemplo, un osciloscopio puede tener una resistencia de entrada de un megaohmio (más una capacitancia muy pequeña en paralelo). Entonces el circuito integrador se convierte en:

^{simule este circuito – Esquema creado usando CircuitLab}
Lo mejor es tener R1 << R2. Sin embargo, esto es un compromiso, porque un R1 grande lo convierte en un mejor integrador (el producto R1xC1 es grande). En el circuito que se muestra arriba, R1 está cerca de la media geométrica de la reactancia capacitiva (suponiendo 377 Hz) y la resistencia de 1 M de R2: un compromiso razonable.
El producto R1xC1 debe ser lo suficientemente grande como para proporcionar un integrador correcto para una excitación de 377 Hz. Podría aumentar la capacitancia de C1; tenga en cuenta que esto también reducirá la amplitud del voltaje de medición.