El convertidor reductor TI TPS57160-Q1 genera un voltaje similar al de un diente de sierra a voltajes de entrada altos

Descargo de responsabilidad: he publicado esta pregunta en la comunidad E2E de Texas Instruments antes ( aquí ), pero aún no he encontrado una solución a mi problema. Mientras tanto, tampoco he encontrado ninguna forma de avanzar en este problema por mi cuenta. Espero que esta publicación cruzada entre StackExchange y sitios que no pertenecen a SE no represente un problema.

Hola,

Estoy trabajando con un convertidor reductor TPS57160-Q1 de Texas Instruments . El posible voltaje de entrada se encuentra entre 20V y 41V y se supone que el voltaje de salida es de 5V (relativamente) estable. Elegí todos los componentes de acuerdo con la hoja de datos .

La cuestión es que ahora estoy experimentando problemas bajo carga con altos voltajes de entrada. Siempre que el voltaje de entrada se mantenga por debajo de 25-30 V, todo está bien. Pero cuando aumento el voltaje de entrada a valores superiores a 25-30 V, la salida parece volverse inestable, especialmente bajo carga. Con una carga de 50 mA y un voltaje de entrada de 36 V, el voltaje de salida a veces incluso cambiaba entre 4 V y 6 V, cuando en realidad debería ser de 5 V.

Configuración del convertidor Buck:

  • Vin: 25V-41V
  • Salida: 5V
  • Salida (máx.): 900mA
  • Frecuencia de conmutación 950kHz

el esquema:

Esquemático

En cuanto a los componentes, todos los condensadores son condensadores cerámicos (multicapa), el condensador de entrada tiene una tensión nominal de 100 V, el condensador de salida tiene una tensión nominal de 10 V.

El diseño de PCB:

Diseño de placa de circuito impreso

Aquí se traza el osciloscopio, lamentablemente no tuve acceso a un osciloscopio normal ese día: (De izquierda a derecha: Vin, Vout (carga de 10 mA), Vout (carga de 250 mA), pin PH (pin de conmutación))

Gráficos de alcance

Cosas que he probado hasta ahora:

  • Cambió la frecuencia de conmutación a 400kHz
  • Usó un condensador de entrada más grande (electrolítico en paralelo)
  • Usó un condensador de salida más grande
  • Se cambiaron los componentes de compensación de frecuencia conectados al pin COMP a una combinación más "robusta" (según el diseñador webench de TI: R3=130k, C3=470p, C2=4.3p)

Ninguna de estas cosas hizo una gran diferencia. El voltaje de salida definitivamente cambió, pero aún no era lo suficientemente estable.

Aquí están los gráficos en la configuración modificada (como se describe anteriormente: límite de entrada más grande, frecuencia de conmutación de 400 kHz, componentes de pin de compensación "robustos"). De izquierda a derecha: Vin, Vout (carga de 10 mA), Vout (carga de 250 mA), pin PH

Gráficos de alcance en configuración modificada

Ahora que he intentado variar casi todos los componentes, creo que el culpable puede ser el diseño de PCB y la ubicación de los condensadores de entrada y salida. Tal vez alguien de ustedes con más experiencia en la conmutación de reguladores de voltaje pueda arrojar luz sobre este problema. Si el problema es realmente el diseño de la PCB, ¿hay alguna manera de probar/simular si cambiar las distancias entre los componentes marcará una diferencia drástica sin tener que fabricar otra placa?

Respuestas (2)

Este es un controlador de modo actual y, por lo tanto, la salida cero es importante.

El polo de salida varía con la carga; es decir, es 1 2 π R C o ; como R = V o I o , entonces el polo de salida se convierte en I o 2 π V o C o .

Este es un punto importante para este tipo de controlador.

El cero de salida se fija en 1 2 π mi S R o C o

Normalmente usamos la salida cero para darnos un impulso de fase a 0dB, pero una cerámica 47 m El condensador F tiene una ESR típica de unos pocos m Ω , y el cero de salida está demasiado arriba en el rango de frecuencia para ayudar, así que necesitamos agregar un cero para darnos un impulso de fase.

En esta situación, normalmente agrego un pequeño capacitor Cp a través de R6. Lo dimensionaría para que alcance 45 grados en F o 10 dónde F o es la frecuencia de cruce del bucle.

El cero formado está en F z = 1 2 π C pag R 6

Para este caso C pag = 1 2 π 0.1 F o R 6 ; Encuentro que un capacitor de 100pF es un buen punto de partida en general.

Lo que está viendo es casi definitivamente inestabilidad de bucle; Tenga en cuenta que a medida que aumenta V i , el ciclo de trabajo disminuye, generando diferentes artefactos de frecuencia en el lazo de control, por lo que es perfectamente posible que una combinación de cargas variables y cambios de Vin a Vout estén causando inestabilidad.

Se puede encontrar una mirada en profundidad a una arquitectura particular (pero ampliamente aplicable a los controladores de modo actuales) aquí

Observo que la hoja de datos del controlador indica que el uso de capacitores cerámicos está bien, pero siempre agrego una posición para este capacitor (Cp) como un elemento de "salir de la cárcel libre" para los caprichos de los problemas inducidos por el diseño.

Tenga en cuenta que para un controlador de modo actual, la frecuencia de cruce del bucle puede variar con la carga, lo que hace que descifrar estas cosas no sea trivial.

[Actualizar]

Acabo de notar que el capacitor de ajuste de polos en el pin de compensación es 4.3pF; esto puede ser mucho mayor simplemente debido a la capacitancia de la pista (1,1 pF por pulgada en pistas de 0,004" con 0,004" al plano) u otros efectos de diseño y fácilmente podría tener una capacitancia efectiva mucho mayor, cambiando así la respuesta de frecuencia de la red de compensación.

En general, si un diseño requiere un capacitor < 10pF, se debe tener mucho cuidado en el diseño.

¡Muchas gracias por ilustrar ese enfoque! Se siente bien volver a la teoría del control nuevamente. Probaré tu sugerencia lo antes posible.

Su condensador de arranque suave es demasiado pequeño. Con un alto voltaje de entrada, su DCDC se sobrepasa rápidamente, luego se reinicia y se excede nuevamente. Usa 1uF.

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