Convertidor reductor MOSFET (IRF4905) calentándose

Traté de construir un convertidor reductor sin circuitos integrados, solo transistores, un diodo y componentes pasivos. Su propósito es convertir 12V a 5V a 2 Amperios. Funciona, pero el MOSFET de conmutación ( IRF4905 ) se calienta muy rápido y no puedo entender exactamente cuál es el problema.

circuito convertidor reductor

La idea era construir una especie de convertidor de dinero histérico. R3 y el recortador R4 forman un divisor de voltaje, cuando el voltaje en R4 es lo suficientemente alto (alrededor de 0,7 V), Q5 abre y cierra Q4, que cierra el MOSFET. Si el voltaje en la salida es demasiado bajo, el MOSFET está abierto.

Regula el voltaje, pero se calienta muy rápido a 2A. Medí la frecuencia de conmutación en unos 42 kHz. Sospecho que el MOSFET no se abre y cierra lo suficientemente rápido, o no se abre y cierra por completo. No puedo verificar eso porque no tengo un osciloscopio.

Lista de cosas que probé:

  • Disminuir/aumentar la frecuencia cambiando C2.
  • Aumento de la inductancia L1 a ~280uH.
  • Agregar una resistencia de 1k desde la puerta MOSFET a +12V.
  • Agregar capacitores de 100nF y 4.7uF entre Vcc y GND cerca del tótem.

¿Alguien sabe qué podría causar que el MOSFET se caliente? Cualquier sugerencia sera apreciada.

¡Bienvenido a EE.SE! Muestre Vgs y Vds en el mismo oscilograma con un buen sondeo. No se puede desarrollar un SMPS sin un osciloscopio.
Cuando los EE se refieren a circuitos de apertura y cierre lo hacemos al contrario de lo que diría un fontanero así, si un transistor se "abre" deja de conducir y viceversa. Por lo tanto, tenemos un circuito abierto que significa que no hay conexión. ¿Se volvió demasiado caliente para tocarlo? Se espera calentamiento. ¿Qué diodo flyback usaste? ¿Qué inductor usaste?
Bien, intentaré usar los términos correctamente la próxima vez. El transistor alcanza los 100°C en unos 2 minutos. Usé un diodo schottky destinado a cambiar las fuentes de alimentación (SR ***). No estoy muy seguro de cuál es porque actualmente no tengo el circuito cerca de mí. El inductor es un inductor de núcleo de ferrita de 100uH extraído de una fuente de alimentación de PC antigua. Más tarde intenté cambiarlo por un inductor de núcleo toroidal de 280uH.
El P-MOSFET no debería calentarse siempre que se encienda/apague correctamente y con la suficiente rapidez . Use un osciloscopio para monitorear los Vgs de Q1. También asegúrese de que el inductor L1 no se sature . Estas son verificaciones estándar en cualquier convertidor DCDC. Debo decir que será un desafío hacer un convertidor DCDC 2A "bueno" usando solo componentes discretos.
"Está bien, intentaré usar los términos correctamente la próxima vez". Para evitar confusiones (porque no eres el único que usa "terminología inversa"), trato de mantenerme con "encendido" y "apagado", eso es bastante inequívoco.
Tenga en cuenta que si vive en un país del primer mundo, gastará más dinero en el espacio adicional de la placa de circuito que en un chip conmutador de gelatina de 20 años, como un MC33063, y el chip funcionará mejor. Tenga en cuenta, también, que si está dispuesto a realizar un montaje en superficie, gastará menos dinero en un nuevo chip conmutador que funciona de 200 kHz a 1 MHz que en el inductor que necesitará para un conmutador de 40 kHz y 10 W. -- es por eso que los chips nuevos se venden.
Las partes MÁS críticas no especificadas son el diodo y el disipador de calor. Debido a la ganancia de bucle y Q, esto cambiará mucho el rendimiento. ¿Hay un disipador de calor? Retire la tapa para que oscile mejor
Intente agregar algunas histéresis formales entre los puntos que se mueven con la misma polaridad durante el cambio, por ejemplo, entre Q4b - Q5C. Condensador pequeño o tal vez resistencia o alguna combinación. | Quizás Q5c - Q1s pero eso puede volverse 'interesante'. | En todos los diseños discretos del mundo real, esto ha ayudado considerablemente.
Por interés: hace mucho tiempo diseñé un convertidor esencialmente igual a este en principio que se usó en la producción en volumen. Funcionó muy bien. Tenía algunas necesidades especiales que hacían que nada disponible comercialmente fuera adecuado. (~= Costo cero siendo uno :-) ). También Vin = 12-200 V + CC y 12 V de salida: una especificación que la mayoría sugiere que no es posible. Es :-). Usé un zener en serie con R3 y R4 grande, por lo que el zener y no el divisor hizo la configuración en V. La histéresis es proporcionada por la ondulación L1C1 por ciclo: una R MUY pequeña en serie con Iout después de la derivación R3 puede ayudar a la histéresis, pero probablemente no sea necesaria.
Aquí hay una discusión de 2001 de 'mi' GSR = regulador de conmutación de Dios - hay una historia en eso, y la continuación de 2011 - desplácese hacia abajo para ver una versión bipolar que apareció en la web algún tiempo después de la mía.

Respuestas (6)

El transistor alcanza los 100°C en unos 2 minutos.

El transistor desmontado en un disipador térmico tiene una resistencia térmica de 62 °C por vatio. Eso es lo que se calentará si se disipa un vatio de potencia.

Su propósito es convertir 12V a 5V a 2 Amperios

5 voltios a 2 amperios son 10 vatios y las pérdidas en el MOSFET de aproximadamente 1 vatio (o un poco más) son un escenario probable. Los reguladores de dólar modernos se citan a menudo con una eficiencia de alrededor del 95% y uno casero será algo peor que esto con alrededor del 90%, por lo que no creo que su MOSFET esté haciendo nada fuera de lo común.

Por supuesto, podría continuar calentándose, por lo que debería considerar montarlo en un disipador de calor pequeño. Tenga en cuenta que tiene una temperatura máxima de funcionamiento de 175 grados centígrados.

Lo siento por no actualizar antes. Pero finalmente conseguí que el circuito funcionara.

Seguí el consejo que me dio Russell McMahon y conecté una resistencia de 1 Megaohm en paralelo con un capacitor de 220pF desde la base de Q5 al colector de Q4. Esto debería agregar retroalimentación positiva al regulador.

El MOSFET apenas se calienta ahora y medí la eficiencia del circuito en alrededor del 81% con un voltaje de entrada de 12V y una salida de 5V a 2A. Intentaré optimizarlo aún más, pero creo que la mayoría de las pérdidas provienen del diodo de rueda libre. Un convertidor reductor síncrono sería demasiado complicado de hacer con componentes discretos, así que dejaré el diodo.

Funciona mejor de lo que esperaba originalmente. Y debería ser posible mejorarlo aún más.

En ausencia de un alcance, simularía eso y vería lo que está sucediendo.

Probablemente, lo que sucede es que tiene razón y el FET no se cambia lo suficientemente rápido. Probablemente, lo mínimo que debe hacer es agregar comentarios positivos a la etapa de amplificación en Q5. Si estuviera decidido a mantener el circuito solo con transistores, agregaría una etapa PNP acoplada capacitivamente que está configurada con retroalimentación positiva para que Q5 cambie, bueno, positivamente.

Aquí hay una simulación LTspice del esquema. Se utilizaron componentes ligeramente diferentes debido a las limitaciones de la biblioteca, pero incluso con estos cambios, la simulación funciona:

Simulación Buck discreta

Las trazas se trazan logarítmicamente para tratar de mostrar detalles tanto a pequeña como a gran escala.

Así que la simulación parece prometedora. Pero la única forma de saber con certeza qué está haciendo el circuito es 'alcancear el cable de puerta de Q1. La simulación sugiere un redondeo y un retraso no ideales en la entrada de la puerta, pero no está tan mal teniendo en cuenta el recuento de componentes espartanos. Otra posibilidad es el timbre de alta frecuencia en el nodo conmutado; si tiene perlas de ferrita, intente agregar una a Q1. Aparte de eso, tendrás que conseguir un osciloscopio.

Aquí está el archivo .asc:

Version 4
SHEET 1 880 680
WIRE -160 -144 -288 -144
WIRE 64 -144 -160 -144
WIRE 240 -144 64 -144
WIRE 352 -144 240 -144
WIRE -160 -128 -160 -144
WIRE 352 -128 352 -144
WIRE 64 -80 64 -144
WIRE -160 -32 -160 -48
WIRE 0 -32 -160 -32
WIRE 352 -32 352 -48
WIRE -288 0 -288 -144
WIRE 240 32 240 -144
WIRE 64 48 64 16
WIRE 192 48 64 48
WIRE 64 80 64 48
WIRE -160 128 -160 -32
WIRE -112 128 -160 128
WIRE 0 128 -32 128
WIRE 240 144 240 128
WIRE 320 144 240 144
WIRE 384 144 320 144
WIRE 544 144 464 144
WIRE 624 144 544 144
WIRE 688 144 624 144
WIRE 688 160 688 144
WIRE -160 176 -160 128
WIRE 240 176 240 144
WIRE 544 176 544 144
WIRE -288 224 -288 80
WIRE -224 224 -288 224
WIRE 64 256 64 176
WIRE 240 256 240 240
WIRE 240 256 64 256
WIRE 544 256 544 240
WIRE 544 256 240 256
WIRE 688 256 688 240
WIRE 688 256 544 256
WIRE 240 272 240 256
WIRE -160 288 -160 272
WIRE -288 336 -288 224
WIRE -16 336 -64 336
WIRE 112 336 64 336
WIRE -176 384 -224 384
WIRE -64 384 -64 336
WIRE -64 384 -176 384
WIRE 112 384 112 336
WIRE 144 384 112 384
WIRE -176 400 -176 384
WIRE -64 432 -64 384
WIRE 0 432 -64 432
WIRE 112 432 112 384
WIRE 112 432 64 432
WIRE -288 496 -288 432
WIRE -176 496 -176 480
WIRE -176 496 -288 496
WIRE -288 512 -288 496
FLAG 624 144 FB
FLAG 144 384 FB
FLAG 240 272 0
FLAG -288 512 0
FLAG 352 -32 0
FLAG -160 288 0
FLAG 320 144 SW
SYMBOL pmos 192 128 M180
WINDOW 0 55 78 Left 2
WINDOW 3 56 33 Left 2
SYMATTR InstName Q1
SYMATTR Value IRF4905S
SYMBOL schottky 224 240 M180
WINDOW 0 24 64 Left 2
WINDOW 3 24 0 Left 2
SYMATTR InstName D1
SYMATTR Value SS35
SYMATTR Description Diode
SYMATTR Type diode
SYMBOL ind 368 160 R270
WINDOW 0 32 56 VTop 2
WINDOW 3 5 56 VBottom 2
SYMATTR InstName L1
SYMATTR Value 100µ
SYMATTR SpiceLine Ipk=5 Rser=0.028 Rpar=0 Cpar=0 mfg="Coiltronics" pn="CTX100-5-52"
SYMBOL polcap 528 176 R0
WINDOW 3 24 56 Left 2
SYMATTR InstName C1
SYMATTR Value 100µ
SYMATTR Description Capacitor
SYMATTR Type cap
SYMATTR SpiceLine V=10 Irms=3.87298 Rser=0.015 Lser=0 mfg="KEMET" pn="A700X107M010ATE015" type="Al electrolytic"
SYMBOL res 672 144 R0
SYMATTR InstName R6
SYMATTR Value 2.5
SYMBOL res 80 320 R90
WINDOW 0 0 56 VBottom 2
WINDOW 3 32 56 VTop 2
SYMATTR InstName R3
SYMATTR Value 33k
SYMBOL cap 64 416 R90
WINDOW 0 0 32 VBottom 2
WINDOW 3 32 32 VTop 2
SYMATTR InstName C2
SYMATTR Value 6.8n
SYMBOL res -192 384 R0
SYMATTR InstName R4
SYMATTR Value 5.4k
SYMBOL npn -224 336 M0
SYMATTR InstName Q5
SYMATTR Value 2SC1589
SYMBOL npn -224 176 R0
SYMATTR InstName Q4
SYMATTR Value BC368S
SYMBOL pnp 0 176 M180
WINDOW 0 58 68 Left 2
WINDOW 3 56 31 Left 2
SYMATTR InstName Q3
SYMATTR Value 2SB647
SYMBOL npn 0 -80 R0
SYMATTR InstName Q2
SYMATTR Value 2SD1484K
SYMBOL res -176 -144 R0
SYMATTR InstName R2
SYMATTR Value 1k
SYMBOL res -16 112 R90
WINDOW 0 0 56 VBottom 2
WINDOW 3 32 56 VTop 2
SYMATTR InstName R1
SYMATTR Value 150
SYMBOL res -304 -16 R0
SYMATTR InstName R5
SYMATTR Value 20k
SYMBOL voltage 352 -144 R0
WINDOW 123 0 0 Left 0
WINDOW 39 24 124 Left 2
SYMATTR InstName V1
SYMATTR Value 12v
SYMATTR SpiceLine Rser=0.1
TEXT 306 304 Left 2 !.tran 20m startup uic
TEXT 216 352 Left 2 ;Simulation shows 0.37W losses in Q1.\nWaveform is not ideal squarewave\nbut close enough. Try adding ferrite\nbeads to Q1 S and D pins.

También estoy de acuerdo con Hearth en que su FET (R DS (encendido) = 0.02Ω) estaba operando en modo lineal parcial, excepto que pudo medir una frecuencia de 42kHz a 5V 2A.

Sugiero que este diseño es inferior porque el oscilador no es estable y depende de parásitos con margen de fase reducido por las 5 etapas de transistor y frecuencia de resonancia en serie de un par de cientos de Hz con valores LC seleccionados.

El FET es excesivo para una carga de 2 A clasificada para > 50 A con picos de 260 A, pero eso se suma al Coss y a un RdsOn muy bajo para causar una resonancia espuria donde el margen de fase debe ser negativo para sostener la oscilación.

Puede haber formas de aumentar la activación de la compuerta a un pulso agudo, pero no vale la pena exagerar con el interruptor FET y el diseño inestable.

El PFET también garantiza una alta potencia de irrupción al comenzar a impulsar la ESR del capacitor de carga y luego el inductor se satura.

En general, diría que no es sorprendente que pueda regular u oscilar, pero la regulación de la carga es terrible sin una referencia de voltaje y el sobreimpulso de la carga escalonada para una amplia gama de cargas sería terrible.

Conclusión.
Los principales ingredientes que faltan para un buen diseño de regulador SMPS son "buenas especificaciones y buenos márgenes de tolerancia".

Pobre topología.

La regulación de carga y el sobreimpulso no son tan importantes para lo que necesito. Solo quiero reducir la calefacción y mejorar la eficiencia.
Como dije, ¿dónde están tus especificaciones de diseño? Tienes un buen oscilador de onda sinusoidal con 5Vdc. Necesita un oscilador de pulso para la puerta regulada con un Vref

Ejecuté una simulación y no parece que su FET esté cambiando en absoluto. Creo que puede haber construido lo que equivale a un regulador lineal, en lugar de uno de conmutación; hay algo de comportamiento oscilatorio cuando se cambia el potenciómetro, pero decae a un modo lineal estable con bastante rapidez.

Bajo el supuesto de que accidentalmente ha fabricado un regulador lineal, es de esperar que el elemento de conmutación se caliente. Con la carga de 2,5 Ω, la disipación de potencia en el transistor supera los 13 vatios, lo que es más que suficiente para calentarlo sustancialmente incluso con un disipador de tamaño decente.

Medí la frecuencia en la puerta del FET usando un multímetro y muestra alrededor de 42 kHz. También medí el voltaje de CA y muestra alrededor de 5V RMS.
@Wonka Parece que a mi simulación le falta algo, tal vez los parásitos afecten el funcionamiento del circuito o tal vez el simulador tenga alguna falla.
¿Qué simulador usaste?
@Circuito WonkaJS.
@Wonka Sí, ese.
¿Quiso decir esto?
De hecho, hice este circuito en este simulador. Puedo enviarle el formato de texto si lo desea.
@Wonka También lo hice en el simulador, hay un enlace en esta respuesta.
En su simulación, cambiar la ganancia de Q5 de 35 a 100 provocó que el circuito comenzara a oscilar. ¿Es posible que la ganancia de Q5 sea tan baja en el circuito real? Esperaba que fuera mucho más alto, especialmente con corrientes de colector tan bajas.
@Wonka 35 aparece como la versión beta mínima en la hoja de datos. Además, si lo pones a 100 y ejecutas la simulación durante unos microsegundos, vuelve al modo lineal.
sí, lo noté inmediatamente después de agregar ese comentario. Otro cambio que hice fue configurar el MOSFET Beta en 85 y agregar 2 condensadores de 3,3 nF desde el drenaje y la fuente hasta la compuerta (para simular la capacitancia de la compuerta mosfet).
Convertidor reductor MOSFET (IRF4905) calentándose
RespuestasAquíPolítica de privacidad1y, 0v