Diseño de baja potencia: ¿desconectar el divisor de voltaje usando un transistor?

Lo que sugieres es posible, pero debes tener en cuenta algunos errores. El mayor problema es que el transistor no distorsione la medición. No proporcionó ningún requisito de precisión, pero digamos que es un A/D de 10 bits y no desea que el transistor agregue más de 1 cuenta de error. En la escala de 3,3 V, una cuenta de un A/D de 10 bits es de 3,2 mV. Con las dos resistencias iguales, el transistor no puede caer más de 6,5 mV. Eso descarta completamente un transistor bipolar.

El FET del canal AP puede hacer esto. Nuevamente, si desea que el transistor no agregue más del 0,1% de error, debe estar por debajo de 200 mΩ cuando las dos resistencias son iguales, y la mitad en el peor de los casos.

Se pueden encontrar FET de canal P de 100 mΩ, pero los FET de canal N son más abundantes y tienen mejores características, especialmente en estos voltajes bajos. En su lugar, usaría un interruptor de lado bajo de canal N:

El IRLML2502 está garantizado para un máximo de 80 mΩ con solo un controlador de compuerta de 2,5 V, por lo que agregará muy pocos errores. Si se requiere un error mucho menor, puede medir la parte inferior de R2 además del divisor de voltaje y luego la caída a través del interruptor se puede contabilizar en el firmware.

Agregado:

Ahora ha cambiado la pregunta diciendo que realmente está usando un circuito puente. Esto tenía sentido cuando la medida debía mostrarse con un movimiento de medidor analógico, pero no es necesario cuando se usa un microcontrolador moderno. Con un microcontrolador A/D normal, ya tiene un puente, ya que el resultado A/D es proporcional al rango de la fuente de alimentación. En efecto, el otro lado del puente está integrado en el micro. Usar otro puente externo y una segunda entrada A/D solo agregará error. Si está de acuerdo con una precisión de voltaje del .1% que sale del divisor, entonces simplemente use el circuito anterior.

Algunos microcontroladores tienen una línea de referencia de voltaje A/D negativa separada. Esto se llama Vref- en la línea PIC de Microchip, por ejemplo. Puede conducir Vref- desde la parte inferior de R2 para ignorar el voltaje en Q1. Sin embargo, verifique el rango válido del Vref-pin. Es posible que no se permita que suba hasta Vdd. En realidad, este es un caso en el que puede usar la clasificación máxima absoluta en lugar de los valores operativos. Cuando el circuito del sensor está apagado, solo te importa que el A/D no se dañe, no que funcione correctamente. Por supuesto, si está utilizando el A/D para otras cosas, este esquema no funcionará.

Más sobre puentes:

Se ha sugerido que un circuito de "puente" es mejor en este caso y cancelaría cualquier voltaje caído por Q1 en el circuito de arriba. Este no es el caso, al menos no con mi interpretación del circuito "puente". Así es como creo que se pretende conectar el puente:

R1 es el sensor de resistencia variable que se está midiendo. R2, R3 y R4 son resistencias fijas con valores conocidos. SW1 es el interruptor que se usa para apagar este circuito cuando no está en uso para conservar energía. Cuando se está tomando una medida, SW1 está cerrado. En este esquema, se supone que SW1 es un interruptor perfecto con R5 que se muestra por separado para representar su resistencia.

El objetivo de un circuito puente es proporcionar un voltaje diferencial entre V1 y V2. Esto fue útil en medidores analógicos antiguos cuando el medidor requería una corriente significativa y podía conectarse directamente entre V1 y V2. Tenga en cuenta que el voltaje V1-V2 sigue siendo proporcional a Vdd. Este circuito no esindependiente de Vdd y, por lo tanto, no independiente del error aparente en el voltaje de suministro causado por la corriente a través de R5. Los circuitos puente son independientes de Vdd en un solo caso, y es cuando V1-V2 es cero. Esta es la razón por la cual los medidores analógicos antiguos que usaban circuitos puente los combinaban con una variable R3 calibrada con precisión. No usaría la medida de V1-V2 que se muestra en el medidor como una medida directa, sino como retroalimentación de la configuración de R3 de modo que V1-V2 fuera cero. En ese caso singular, entonces Vdd no importa, y tampoco la impedancia del medidor entre V1 y V2.

Lo que tenemos aquí hoy con las entradas A/D del microcontrolador es un caso totalmente diferente. Estos A/D no están configurados para la medición diferencial, y de todos modos no tenemos una forma confiable calibrada de variar R3. Sin embargo, podemos hacer mediciones de voltaje bastante precisas en relación con el rango GND a Vdd .

Si R5 fuera 0, entonces el voltaje en V1 sería una relación de Vdd que dependería solo de R1. Dado que tanto el circuito del sensor como el A/D en el microcontrolador producen y miden el voltaje relativo al rango GND a Vdd, el valor exacto de ese rango se cancela.

El único problema es cuando R5 no es cero y es desconocido en algún rango. Esto agrega un error desconocido a V1 incluso cuando se considera relativo al rango de Vdd. En efecto, el sensor está produciendo un voltaje de una fracción fija del rango Vlow a Vdd, mientras que el micro lo mide como una fracción fija de GND a Vdd. La forma más sencilla de lidiar con esto es garantizar que Vlow sea una fracción lo suficientemente pequeña de Vdd para que se pueda ignorar este error.

Aparentemente, la sugerencia de usar un circuito puente es para que medir tanto V1 como V2 permita cancelar este error. Si R3 y R4 son bien conocidos, entonces V2 es una función directa de Vlow, pero atenuada por el divisor R4,R3. Con alta precisión, se puede medir V2, inferir Vlow y usar el resultado para corregir la lectura de V1. Sin embargo, el divisor R4,R3 no tiene ninguna ventaja. Si necesita corregir Vlow, es mejor medirlo directamente. En ningún caso es mejor medir V2 que medir Vlow directamente. Dado que es mejor medir Vlow y, por lo tanto, no necesitamos V2, no tiene sentido producir V2. Por lo tanto, R3 y R4 pueden eliminarse, sin dejar nada que pueda llamarse un circuito "puente".

La pregunta muestra un divisor de voltaje de resistencia simple, pero en los comentarios dice que está usando un puente de Wheatstone.

R5 es la resistencia del componente de conmutación. Las mediciones para ambas configuraciones se verán influenciadas por R5. Para el divisor de resistencia:

$\mathrm{ V_1 = \dfrac{R2 + R5}{R1 + R2 + R5}V_{DD} }$

y está claro que un R5 más alto aumentará V1. Para el puente de Wheatstone tenemos:

$\mathrm{ V_{OUT} = \left( \dfrac{R3}{R3 + R4} - \dfrac{R2}{R1 + R2} \right)(V_{DD} - V_{LOW}) }$

donde

$\mathrm{ V_{LOW} = \dfrac{R5}{R5 + \dfrac{(R1 + R2)(R3 + R4)}{R1 + R2 +R3 + R4)}} V_{DD} }$

Así también la salida del puente de Wheatstone cambia cuando VLOW > 0. ¡Tomar la diferencia no cancela VLOW! , excepto en la situación trivial donde V1 = V2.

Si R1 es un Pt100 RTD (detectores de temperatura de resistencia), que tiene una resistencia de 100,0$\Omega$a 0 °C, y 138,5$\Omega$a 100 °C. Suponemos que ese es el rango de medición requerido. Si las otras resistencias en el puente son todas de 100$\Omega$el voltaje de salida será de 0 V a 0 °C, y el más alto a 100 °C. Podemos esperar que el error debido a R5 sea el más alto a 100 °C.

El gráfico muestra el error de lectura en % debido a una resistencia R5 que varía de 0$\Omega$a 1$\Omega$. El gráfico morado es para el divisor de resistencia, el gráfico azul para el puente de Wheatstone. ¡Wheatstone tiene un error más alto! Esto puede ser sorprendente a primera vista, pero se puede explicar fácilmente: las dos ramas del puente reducen a la mitad los 200$\Omega$de un solo brazo, como lo tiene el divisor. Eso significa que VLOW para el puente será el doble de alto.

El gráfico muestra el error en la lectura del voltaje de salida, tenemos que calcularlo de nuevo a un valor de temperatura. Este FET tiene un$\mathrm{R_{DS(ON)}}$de 90m$\Omega$máximo. Si calculamos nuestra lectura de 100 °C como si la resistencia fuera cero, obtendríamos 99,90 °C. Con este FET , con 22 m$\Omega$ $\mathrm{R_{DS(ON)}}$nuestra lectura sería 99,97 °C.

Conclusión
La resistencia del interruptor influye en la lectura, pero será inferior al 0,1 % cuando utilice un FET con$\mathrm{R_{DS(ON)}}$< 100 metros$\Omega$.

(imágenes esquemáticas prestadas nuevamente de Olin. Gracias, Olin)

Si ya usa un puente de Wheatstone (como dice en el comentario), está bien usar un interruptor MOSFET, ya que solo afectará el voltaje de modo común y no la señal. Solo asegúrese de que no afecte su eventual compensación a cero.

El circuito debe ser algo como esto :

Por supuesto que es posible.

Pero seguramente no será apropiado para un circuito de medición. Dependiendo de$r_{DS}$de su MOSFET, tendrá una pérdida de precisión significativa. Considere que el$r_{DS}$no es un valor estable ni preciso, y generalmente se especifica como un valor máximo.

Ahora viene la pregunta: ¿por qué usas un divisor de voltaje para medir una resistencia? Podría lograr una mejor precisión (y también poder usar un interruptor MOSFET sin pérdida de precisión) con un puente de Wheatstone .

Otra nota al margen: es mejor usar un amplificador antes de enviar la señal de salida al ADC, de lo contrario, limitará en gran medida el rango dinámico de la señal y perderá precisión. Solo un amplificador no inversor con un Opamp de precisión (no 741 :)), de riel a riel si desea evitar el suministro dual.

Sí, es posible: puede usar un MOSFET de canal P con fuente a Vdd, drenaje a divisor y puerta a uC o lo que sea con lo que quiera controlarlo. También una resistencia pull-up de la puerta a la fuente (digamos 10K)
Luego, para encender, simplemente tire de la puerta a tierra, para apagar, déjela flotar (configure el pin uC en Hi-Z)

Como se señaló, dependiendo del tipo de precisión que esté buscando, este puede no ser el camino a seguir. Ciertamente no es el más preciso, pero si no está demasiado preocupado por esto, entonces es el más simple.
Si selecciona un MOSFET con Rds bajo y verifica el mínimo / máximo, entonces puede determinar fácilmente cómo puede afectar sus lecturas y decidir.

EDITAR: al leer los comentarios, si está midiendo la temperatura del suelo y solo necesita una precisión de 0,5 grados C, entonces creo que algo como el DS18B20 probablemente sería más adecuado y más fácil de usar que un PT100. Todo en un pequeño paquete con 2 o 3 cables para conectar. También puede conseguirlos en una práctica carcasa resistente al agua en eBay; este es un ejemplo .