¿Conducir motores de CC con MOSFET y un microcontrolador?

Los MOSFET deberían funcionar muy bien para esta aplicación. Aquí hay algunas cosas a considerar:

1:

Al usar un FET para impulsar una carga, puede elegir una configuración de lado alto o bajo. El lado alto coloca el FET entre el riel de alimentación y la carga, y el otro lado de la carga está conectado a tierra. En una configuración de lado bajo, un conductor de la carga se conecta al riel de alimentación y el FET se coloca entre la carga y tierra:

La forma más sencilla de impulsar su motor (u otra carga) es usar un MOSFET de canal N en la configuración de lado bajo. Un N-FET comienza a conducir cuando el voltaje de su puerta es más alto que su fuente. Dado que la fuente está conectada a tierra, la puerta se puede accionar con la lógica normal de encendido y apagado. Hay un umbral que el voltaje de la puerta debe superar ("Vth") antes de que el FET conduzca. Algunos FET tienen Vth en las decenas de voltios. Desea un N-FET de "nivel lógico" con un umbral que sea considerablemente menor que su Vcc.

Hay dos inconvenientes en la configuración FET de lado bajo:

• El devanado del motor está conectado directamente al riel de alimentación. Cuando el FET está apagado, todo el devanado está "caliente". Está cambiando el suelo, no la conexión de alimentación.

• El motor no tendrá una verdadera referencia a tierra. Su potencial más bajo será más alto que la tierra por el voltaje directo del FET.

Ninguno de estos debe importar en su diseño. Sin embargo, pueden ser problemáticos si no los espera. Especialmente con circuitos de mayor potencia :)

Para superar estos problemas, podría usar un P-FET en la configuración de lado alto. Sin embargo, el circuito de conducción se vuelve un poco más complejo. Un interruptor P-FET generalmente tiene su puerta levantada hacia el riel de alimentación. Este riel de alimentación es más alto que el Vcc del uC, por lo que no puede conectar los pines de E/S del uC directamente a la puerta. Una solución común es usar un N-FET de lado bajo más pequeño para bajar la puerta del P-FET de lado alto:

R1 y R3 existen para mantener los FET apagados hasta que se active Q2. Necesitará R3 incluso en una configuración de lado bajo.

En su caso, creo que un simple N-FET de lado bajo (con R3) le servirá mejor.

2:

Observe R2 en el último diagrama. Una puerta MOSFET actúa como un condensador, que debe cargarse antes de que la corriente de la fuente de drenaje comience a fluir. Puede haber una corriente de entrada significativa cuando proporciona energía por primera vez, por lo que debe limitar esta corriente para evitar daños en el controlador de salida del uC. El límite solo se verá como un corto por un instante, por lo que no hay necesidad de un gran margen de error. Su Atmel específico, por ejemplo, puede generar 40 mA. 3,3V / 35mA => 94,3 ohmios. Una resistencia de 100 ohmios funcionará muy bien.

Sin embargo, esta resistencia ralentizará los tiempos de encendido y apagado del FET, lo que pondrá un límite superior en su frecuencia de conmutación. Además, prolonga la cantidad de tiempo en que el FET está en la región lineal de operación, lo que desperdicia energía. Si está cambiando a alta frecuencia, esto podría ser un problema. ¡Un indicador es si el FET se calienta demasiado!

Una solución a este problema es utilizar un controlador FET. Son efectivamente amortiguadores que pueden generar más corriente y, por lo tanto, pueden cargar la puerta más rápido sin la necesidad de una resistencia limitadora. Además, la mayoría de los controladores FET pueden usar un riel de mayor potencia que el típico Vcc. Este voltaje de compuerta más alto reduce la resistencia de encendido del FET, lo que ahorra energía adicional. En su caso, podría alimentar el controlador FET con 3.7V y controlarlo con los 3.3V del uC.

3:

Finalmente, querrá usar un diodo Schottky para protegerse contra los picos de voltaje causados ​​por el motor. Haga esto cada vez que cambie una carga inductiva:

El devanado de un motor es un gran inductor, por lo que resistirá cualquier cambio en el flujo de corriente. Imagine que la corriente fluye a través del devanado y luego apaga el FET. La inductancia hará que la corriente continúe fluyendo desde el motor a medida que los campos eléctricos colapsan. ¡Pero no hay lugar para que esa corriente vaya! Entonces atraviesa el FET, o hace algo más igual de destructivo.

El Schottky, colocado en paralelo a la carga, brinda un camino seguro para que viaje la corriente. El pico de voltaje alcanza su máximo en el voltaje directo del diodo, que es de solo 0,6 V a 1 A para el que especificó.

La imagen anterior, una configuración de lado bajo con el diodo flyback, es fácil, económica y bastante efectiva.

El único otro problema que veo con el uso de la solución MOSFET es que es inherentemente unidireccional. Su L293D original es un controlador de medio puente múltiple. Esto hace posible accionar un motor en ambas direcciones. Imágenes conectando un motor entre 1Y y 2Y. El L293D puede hacer 1Y=Vdd y 2Y=GND, y el motor gira en una dirección. O bien, puede hacer 1Y=GND y 2Y=Vdd, y el motor girará hacia el otro lado. Bastante útil.

¡Buena suerte y diviertete!

Esto es lo que buscaría para cualquier MOSFET. Por cierto, esto es de la hoja de datos del 2SK4033: -

Usted dice que 800 mA es la corriente promedio, pero ¿podría aumentar esto a más de 1 A bajo carga? De todos modos, a 1A y con un voltaje de activación de compuerta de 3,3 V, el MOSFET cae alrededor de 0,15 V en sus terminales cuando alimenta una carga de 1A. ¿Puede vivir con esta pérdida de energía (150 mW) y, lo que es más importante, cuando el voltaje de la batería cae por debajo de 3 V, puede vivir con la pérdida de rendimiento a medida que el voltaje de la puerta cae inevitablemente?

Solo tú puedes responder esta pregunta. Hay mejores MOSFET que este, pero debe calcular las corrientes de carga reales para el motor que espera ver.

EDICIONES

Aquí hay un chip que encontré que podría ser bastante útil en lugar de MOSFET. Es el DRV8850 de TI. Contiene dos medios puentes y esto significa que puede impulsar de forma independiente dos de los 4 motores sin necesidad de los diodos flyback (de hecho, el FET superior funciona como un rectificador síncrono y esto, por supuesto, reduce las pérdidas). La resistencia de encendido para cada FET es de 0,045 ohmios y tiene una potencia nominal de 5 A (la potencia disipada es de aproximadamente 1,1 vatios), pero dado que el OP quiere alrededor de 1 A, esto se vuelve muy trivial. El rango de tensión de alimentación es de 2 V a 5,5 V, por lo que, de nuevo, esto es muy adecuado: -

Dado que se utiliza un motor de CC con escobillas, no necesariamente necesita un puente H como unidad. Solo dos casos realmente requieren un H-Bridge; necesita conmutar externamente el motor (piense en motores PM sin escobillas, por ejemplo) o necesita girar en reversa. Ninguno de estos parece aplicarse aquí. El uso de una sola dirección o de un solo cuadrante (SQD) simplificaría enormemente lo que está tratando de hacer.

El FET que está pensando usar (2SK4033) no es una gran combinación para el voltaje de accionamiento disponible (Andy ya ha señalado por qué), y veremos más detalles sobre la elección de FET más adelante.

Conducción de motores de CC con escobillas con un solo cuadrante (SQD)

Principalmente, se tratará de elegir un FET como elemento de control. Asumimos solo una dirección de giro, lo que significa que será suficiente una unidad de cuadrante único (SQD). Para un SQD, se puede usar un FET de canal P o de canal N. Una parte del canal N sería un interruptor del lado bajo, mientras que una parte del canal P sería un interruptor del lado alto. El borde iría a una parte de canal N ya que el circuito de control sería un poco más simple (una inversión menos), menor pérdida de conducción para un tamaño de troquel dado y más fácil de encontrar bajo$V_{\text{th}}$unidades. Aquí hay un esquema de un SQD básico que usa un FET de canal N.

Puede que no lo parezca, pero esto es solo un modulador de potencia Buck como el que se usa para impulsar la corriente a través de un LED. Solo aquí, en lugar de un LED en serie con un inductor, hay un motor EMF ($V_{\omega }$) y pérdida de devanado ($R_{\text{wind}}$).$R_g$es la resistencia total del circuito de compuerta, incluida la resistencia en el controlador, la interconexión y el paquete FET (el valor de 100 ohmios que se muestra se eligió solo por conveniencia, sin ninguna razón real).$R_{\text{pd}}$hay una resistencia desplegable allí solo para mantener el FET apagado mientras se enciende la energía.$V_b$es el voltaje de la batería.$V{\text{drv}}$es el voltaje del controlador FET.

Las corrientes, los voltajes y la disipación de potencia parcial son básicamente los de un Buck. Para simplificar las cosas, asumimos que la corriente de ondulación del motor es insignificante, lo que sería bastante cierto para una corriente de ondulación inferior al 10% de la corriente del motor. Para la corriente del motor ($I_m$) y un ciclo de trabajo PWM dado (DC), habrá corrientes FET (pico$I_{d-pk}$, RMS$I_{d-rms}$) y corrientes de diodo (promedio$I_{\text{cr-ave}}$) relacionado como:

• $I_{d-pk}$=$I_m$
• $I_{\text{d-rms}}^2$= CC$I_m^2$
• $I_{\text{cr-ave}}$= (1-CD)$I_m$

Criterios básicos para elegir un FET (una especie de ABC de elegir un FET):

• $V_{\text{DS}}$>$1.5 V_{\text{B-max}}$

$V_{\text{DS}}$no debería ser menos, pero tampoco hay que tenerlo mucho más alto. De hecho, las piezas de mayor voltaje tienen una matriz más grande y el tamaño del paquete aumenta por encima de ~ 55V.

• $V_{\text{th-max}}$<$\frac{V_{\text{Drv-min}}}{3}$

  Seleccionando$V_{\text{th-max}}$de esta manera le dará el beneficio completo de la$R_{\text{ds}}$de la parte

• $\text{$\Delta $T}_{J-A}$< 50C

  El aumento de calor es realmente importante. Da cuenta de todas las pérdidas... pérdida de conducción, pérdida de puerta y pérdida de conmutación.

Muestra de selección de piezas basada en 3 criterios:

En este caso con$V_{\text{B-max}}$= 3,7 V y$V_{\text{Drv-min}}$= 3.3V, busque una parte del canal N con$V_{\text{DS}}$> 5,6 V y$V_{\text{th-max}}$< 1.1V y una conjetura en$R_{\text{DS}}$de ~ 40 mOhms solo entre en el estadio de béisbol. Puse esto en la pantalla de digikey, pero cualquier proveedor similar funcionaría. Surgieron varias partes. Dado que la parte que menciona es Toshiba, seleccionó una de ellas para analizarla más a fondo.

• SSM3K123TU :$V_{\text{DS}}$= 20V,$V_{\text{th-max}}$= 1V

El siguiente paso es averiguar el aumento de calor. ¿Qué tipo de energía puede tomar esta parte y aún así tener menos de 50C de aumento? Esta es una pieza pequeña, 2 mm x 2,1 mm. Mirando el gráfico de resistencia térmica en la hoja de datos (hoja 5, curva c), vemos que para la parte más mínimamente montada$R_{\text{th}}$converge a 500C/W. Por lo tanto, para un aumento de 50 °C, la potencia en el FET debe limitarse a un total de 0,1 W para que la pieza sea aceptable. La potencia en el FET es la suma de la pérdida por conducción y la pérdida por conmutación:

$P_T$=$P_{\text{cond}}$+$P_{\text{sw}}$

donde

$P_{\text{cond}}$=$R_{\text{ds}}$corriente continua$I_m^2$

$P_{\text{sw}}$~$\frac{1}{2} I_m V_b F_{\text{PWM}} \left(\tau _f + \tau _r\right)$

Cuando el FET cambia, todo sucede en Miller Plateau. Para encender un FET, como$V_{\text{gs}}$aumenta, en algún momento$V_{\text{ds}}$comenzará a caer. Ese es el comienzo de Miller Plateau.$V_{\text{gs}}$quedará atascado en ese voltaje (el voltaje de Miller Plateau$V_{\text{mp}}$) hasta que el FET se encienda y$V_{\text{ds}}$llega a 0V. El tiempo que tarda en suceder es el tiempo de caída de la forma de onda de conmutación.

Esa es la meseta de Miller para el SSM3K123. ¿Ves que hay un círculo allí en rojo? Parece que tiene unos 4nC de ancho. Por lo tanto, el tiempo que tarda el FET en cambiar es el mismo tiempo que tarda el circuito de activación de la compuerta en procesar (por corriente de desplazamiento) esos 4 nC de carga de Miller Plateau ($Q_{\text{mp}}$). La corriente en el conductor estará determinada por ($V_{\text{mp}}$-$V_{\text{drv}}$)/$R_g$. También aproximar que$V_{\text{mp}}$es 1/2$V_{\text{drv}}$, así que eso:

$Q_{\text{mp}}$=$\frac{\tau V_{\text{drv}}}{2 R_g}$o$\tau$=$\frac{2 R_g Q_{\text{mp}}}{V_{\text{drv}}}$=$\frac{2(100 Ohms) \text{(4nC)}}{\text{3.3V}}$= 242nSeg

Tiempo para algunos supuestos operativos. La temperatura ambiente es de 50 °C (por lo que la temperatura máxima del troquel FET es de 100 °C), la frecuencia de PWM es de 20 kHz (porque las frecuencias más bajas son audibles, y realmente de 5 kHz a 10 kHz es simplemente desagradable), el ciclo de trabajo (CC) es del 90 % y la corriente del motor ($I_m$) es 1.2A. Desde el$R_{\text{ds}}$frente a la curva de temperatura en la página 3 de la hoja de datos vemos que a 100C,$R_{\text{ds}}$es 33mOhms. Ahora estamos listos para calcular la pérdida de potencia en el FET.

$P_T$=$0.9 \text{(33mOhm)} \text{(1.2A)}^2$+$\text{(3.3V)} \text{(1.2A)} \text{(242nSec)} \text{(20kHz)}$= 36mW + 19mW = 55mW

Entonces, para estas condiciones, el aumento de calor FET llega a aproximadamente la mitad del límite de 100 mW. De hecho,$I_m$podría ser 1.65A y el FET aún estaría en el presupuesto de aumento de calor.

Cabos sueltos

• Coloque el circuito de accionamiento y los interruptores cerca del motor.

• Si bien es posible que el micro controle el FET directamente, un controlador para la protección del micro es una buena idea (algo como un NC7WZ16 podría funcionar aquí).

• La resistencia del circuito de puerta se convierte en un ejercicio de adaptación de impedancia. La resistencia del circuito de puerta más baja que debe ser es la impedancia característica del circuito de puerta parásito L y FET$C_{\text{iss}}$. Aquí hay una pregunta anterior que entra en más detalles y puede ser útil.

• Elija un diodo con la misma tensión nominal que el FET y una corriente nominal superior al máximo$I_m$. Un Schottky tendrá una pérdida menor, pero si el ciclo de trabajo FET es > ~70 %, realmente no importará si se usa un diodo de conmutación en su lugar.