Diseño VCXO ingenuo: funciona en el tercer armónico, necesito la frecuencia base

A veces se toma el camino bien transitado porque funciona. ¿Por qué no usa una topología de oscilador Colpits simple? Los cristales tienen un problema armónico inherente, ya que son dispositivos mecánicos, los armónicos extraños vienen con el territorio. Si desea suprimir el 3er armónico, eche un vistazo a la ganancia relativa del circuito a 75 MHz frente a 25 MHz, probablemente tenga más ganancia de retroalimentación en alguna parte.

Con respecto a mi idea de convertir las rutas RC entrecruzadas en RLC, eché un vistazo a algunos estranguladores prácticos listos para usar y sus F(res) inherentes, derivados de la capacitancia parásita. Y traté de dibujar un circuito equivalente en Qucs.

Empecé con un inductor de 4,7 uH, con F(res) = 35 MHz, lo que se traduce en unos 4,4 pF de capacitancia parásita. Eso combinado con la resistencia original de 470 ohmios para limitar el acoplamiento de retroalimentación.

Lo que da como resultado el siguiente diagrama de Bode:

Tenga en cuenta que la capacitancia parásita está en paralelo con el inductor, mientras que mi C explícita en la retroalimentación está en serie. Tenga en cuenta que mi ruta RC de retroalimentación original era C = 3.3 pF y R = 470 ohmios, lo que a 76 MHz da un total de aproximadamente 1100 ohmios. Si trato de construir una red LCR factible en la práctica (usando un inductor con un Fres inherente lo suficientemente alto), probablemente tendré que usar un valor R más alto, como un kiloOhm, para compensar la combinación casi corta en la serie LC ( Quiero mantener débil el acoplamiento de retroalimentación).

También tengo algunos inductores de 1 uH con una F (res) de 100 MHz, si se puede confiar en la hoja de datos. Eso significaría alrededor de 2,2 pF de capacitancia parásita. Y, al experimentar con el circuito simulado, llegué a la conclusión de que debería agregar otro límite de 2,2 pF en paralelo al inductor (es decir, volver a 4,4 pF).

He aquí:

Siempre que mantuve la R baja, el límite en serie pequeño y el inductor increíblemente grande, el pico de resonancia en serie alrededor de 25 MHz fue bastante agudo. Pero: una vez que pasé a una resistencia de 1k, un inductor de 1uH más realista y un límite de serie de 33 pF para obtener una frecuencia de resonancia en serie razonablemente baja, el pico de resonancia en serie se volvió bastante plano y amplio. Lo cual quizás no me importe mucho, porque me liberará del laborioso ajuste fino de la retroalimentación.

Para mí, el punto divertido es el nulo de resonancia paralela. Con solo la capacitancia parásita, esto fue a 100 MHz. Pero, si agrego un poco de capacitancia adicional en paralelo, podría apuntar el nulo en el maldito tercer armónico :-D a 76 MHz. Es decir, si los dioses son útiles. Soy muy consciente de que mis ramas de retroalimentación están metidas en una red más amplia de capacitores alrededor del Xtal, y sé lo que eso significa. Me encantaría creer que la "naturaleza inductiva" de Xtal se equilibrará muy bien con la red de condensadores precalculada, de modo que las retroalimentaciones enfrentarán una red "casi corta" de la red Xtal, pero recuerdo algunos experimentos anteriores en Qucs , con resonadores LC acoplados, y sé que los resultados fueron todo menos intuitivos :-)

Espero poder ensuciarme bien las manos mañana.

Si realmente fuera serio con la sintonización LC, tendría que colocar algunas celdas LC en las partes de menor impedancia del esquema (circuitos colectores, probablemente); ahí es donde podría usar inductores de valor más bajo y tapas de valor más alto. Aunque no creo que recurra a eso :-)

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Así que me he sumergido una o dos veces más. El esquema final (probablemente) se ve así:Descubrí que agregar estranguladores apropiados en los comentarios funciona de maravilla :-) Ni siquiera tuve que agregar los condensadores paralelos (para ajustar el nulo para el 3er armónico, como se sugirió anteriormente). También amplié los capacitores en serie en las retroalimentaciones, para evitar que favorezcan las frecuencias altas (si son lo suficientemente grandes, su reactancia se vuelve irrelevante en comparación con las resistencias en serie). Ahora, con los estranguladores y las tapas agrandadas, el circuito estaba muy feliz de oscilar a la frecuencia base de xtal :-) También probé qué tan alto puedo llegar con las resistencias en serie de retroalimentación (R11, R12). Si bien todavía no había varactores, el circuito oscilaba felizmente con resistencias de 10k en las retroalimentaciones :-) Una vez que agregué los varactores, tuve que retroceder a 6k8, y cuando me di cuenta de que el osc se detiene si aplico un voltaje inferior a aprox. 300mV a los varactores, me retiré más a 3k3. Entonces comenzaría incluso en V (sintonía) = 0 V.

Y, durante otra sesión en la que logré implementar un PLL simple (otro cuento de hadas divertido, de cómo un XOR simple ganó contra una bomba de carga 74HC4046) noté que después de un poco de calentamiento, el oscilador parece perder ganancia, o más bien , tal vez pierda Q. Los puntos de funcionamiento de CC se mantienen: los voltajes de colector y base son los habituales, pero el circuito pierde gradualmente su "afán de oscilar". Ciertamente puedo disminuir aún más R11 y R12, para tener más "ganancia de margen" (a costa de una forma de onda de salida más fea). No, no voy a agregar un AGC :-) Todavía me pregunto dónde se esconden los gremlins, y si tal vez algo en el circuito se está deteriorando gradualmente (irreversiblemente). Es cierto que posiblemente esté operando el xtal al doble de la oscilación de voltaje que, de lo contrario, se necesitaría para un solo transistor. Tal vez, depende de con qué circuito comparemos. Y traté de encontrar algunas definiciones de "nivel de transmisión" de Xtal, dado en vatios, pero medido como corriente CA a través de Xtal, y nadie se molesta en explicar si el nivel de transmisión significa "pérdida de energía neta" (calor) o si esto está incluyendo la "potencia reactiva" que fluye de un lado a otro en el oscilador, incluidos los condensadores externos ... Y, conociendo la C (carga) efectiva y el voltaje RMS (como se ve en el osciloscopio), puedo calcular la corriente CA que fluye entre el Xtal y el C (carga), por lo que no necesito una sonda de corriente para eso... y aparentemente incluso esta "potencia reactiva" no alcanza el máximo nominal de 1 milivatio del cristal. Lo mismo con los transistores y los varicaps, no parecen estar sobrecargados... es un poco misterioso.

Los varicaps me han hecho dudar. En los circuitos del receptor, funcionan con niveles de voltaje de CA en microvoltios. Aquí tienen que soportar un par de cientos de milivoltios y una corriente de alrededor de un miliamperio. Lo que no parece ser un gran problema, dado que la corriente continua de avance permitida es de 20 mA por pieza... Además, los varicaps son notorios por su Q relativamente pobre, incluso a niveles de señal bajos. A través de 1 V de V (sintonización) en el extremo inferior (capacidad máxima), su "curva de transferencia de voltios-faradios" es notablemente no lineal, lo que los hace aún más problemáticos en el papel de un condensador de sintonización.

Olvidé mencionar que en este circuito, el Xtal se puede sacar aproximadamente +/- 100 ppm del centro deseado, para un rango V (sintonía) de 0..+5V. Que funciona bien con los detectores de fase 74HCT que he probado.

De todos modos, el mensaje es que me estoy divirtiendo :-) y probablemente debería cerrar el tema aquí. Gracias a todos.

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La "decadencia gradual de Q" puede haber sido solo una unión fría en las retroalimentaciones de CA. No funcionó, así que lo apagué, probé las retroalimentaciones con un ohmímetro (tengo puntas de sonda realmente afiladas), noté algunos puntos sospechosos, traté de encenderlo, funcionó bien de nuevo... Retoqué lo sospechoso puntos con un bolígrafo de soldadura, encendido, ha estado funcionando bien desde entonces...

Recuerdo que una vez el circuito respondió "aumentando la ganancia", cuando toqué el cristal con un bolígrafo de plástico... o en un momento, noté que un nodo colector lateral (salida) daba una amplitud menor que el otro lado. Voy a mantener un ojo en eso. Todo es solo un truco :-) Voy a tener que ejecutar eso a través de un quemado con el alcance adjunto.

Mantengo mis notas anteriores en el texto "para el registro".

Por cierto: durante un tiempo no estaba contento con el sobretono de 75 MHz que se filtraba en todas mis mediciones en todos los ámbitos, independientemente de dónde estuvieran conectadas las sondas en un momento dado. Hasta que descubrí que el fantasma de 75Meg se desvanece si separo el suelo de una de mis sondas de "alcance". Miden alrededor de 1 metro de largo. Imagínese :-) En ese momento, puse un anillo de ferrita en cada cable de sonda, y la entrada de 75 Megas prácticamente desapareció.

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Finalmente identifiqué la causa de la extraña asimetría ocasional / decaimiento de Q: C10 (acoplando el Xtal a los varicaps izquierdos), que es un 0603 SMD, tenía una almohadilla sin soldar. Probablemente me olvidé de soldarlo. Entonces, el contacto del pin C con la almohadilla de la PCB fue algo aleatorio y sensible a la vibración. Ah bueno... :-)

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Otro seguimiento, probablemente el último: mi sintetizador PLL simple (10 MHz -> 25 MHz) con este VCXO funciona bien como una fuente de reloj externa para algunas NIC i210. Dejé sus xtals originales de 25 MHz en su lugar (para usarlos como otra etapa del filtrado de fluctuación pasiva) e implementé solo un acoplamiento débil de mi fuente de 25 MHz al pin de "entrada de puerta" de los cristales originales, de modo que mi 25 MHz la onda sinusoidal solo "hace hombros suavemente" el cristal original en la posición deseada en el tiempo (fase). Usé Qucs nuevamente para calcular los valores de los componentes de acoplamiento (RLC). El resultado es una marca de tiempo HW de nivel de nanosegundos al capturar paquetes con Wireshark/TCPdump. El acoplamiento flojo funciona, lo cual es atestiguado por el hecho de que el bloqueo de fase PHC dirigido por SW (que disciplina la base de tiempo de marca de tiempo interna de 1 GHz) ahora informa una compensación de frecuencia constante de 0 ppb (y una compensación de tiempo de 0 ns de PPS, que es otra entrada). Esto por sí solo no dice mucho sobre el jitter residual al final de esta "cascada de PLL", pero tal vez en realidad no sea tan malo :-) Si en el pasado intenté influir en el xtal original tocando su caja y el vivo circundante pines, pude sacarlo entre 5 y 20 ppm (medido en el intervalo de disciplina de 1 segundo), lo que se traduciría en cientos de femtosegundos dentro de un lapso de tiempo de 1 tic de reloj (40 ns), que está dentro de lo requerido estabilidad especificada en la hoja de datos del i210 (fluctuación residual de 1,5 ps). Sí, mi placa PLL+VCXO ciertamente tarda más en responder, pero al mismo tiempo el "

Me estoy saliendo groseramente del tema aquí. Planeo crear una "publicación de blog" en otro lugar sobre este tema más amplio, cuando mi proyecto skunkworks esté terminado (o se detenga en algún otro escollo, de los cuales me quedan varios por enfrentar).