seleccionar un TIA y usarlo para un rango dinámico de 60dB

El ancho de banda que ha calculado no tiene en cuenta los armónicos del pulso. Considere que el pulso tiene una duración de 14 ns con una subida y una caída de 2 ns incorporadas que se repiten cada 24 ns, es decir, una forma de onda simétrica. Eso tiene un fundamental de aproximadamente 41 MHz, pero si está interesado en la precisión de la forma del pulso, entonces debe optar por un amplificador operacional con diez veces este ancho de banda.

En cuanto a la velocidad de respuesta, si su mayor señal de salida es (digamos) 2V pp, entonces debe poder cambiar 2V en 2ns = 1000 V/us. Ahora, en el show-tapón principal.

Un rango de corrientes de entrada de 1,000,000:1 es realmente optimista para un TIA convencional porque el ruido será un problema para las señales bajas (50 nA), pero hay algunos trucos que puede hacer para mejorar el diseño básico, como el arranque: -

Tenga en cuenta la adición de JFET al circuito TIA estándar; de hecho, reduce la autocapacitancia del fotodiodo y resuelve (en gran medida) el problema del ruido inherente debido a la autocapacitancia del fotodiodo (consulte este artículo para obtener más detalles y esta respuesta SE también).

Sin embargo, el requisito de 50 mA Imax no es factible (tal vez te refieres a 50 uA). Los 50 mA tienen que ser hundidos/suministrados por la salida del amplificador operacional y esto afectará significativamente la elección de los dispositivos disponibles. Dudo que encuentres un dispositivo apropiado, pero ¿tal vez tienes un plan astuto?

Considere también qué valor de resistencia de retroalimentación necesitará para producir un cambio en la salida de (digamos) 2V. 2V/0.05A = 40 ohmios. ¿Cuál será la amplitud de salida cuando se apliquen 50 nA? Calculo 2 uV y esa señal está totalmente incrustada en el ruido. ¿Por qué estará incrustado en el ruido? Considere la especificación de ruido de entrada para el amplificador operacional, tal vez sea 3 nV /$\sqrt{Hz}$. Un TIA con un ancho de banda de 400 MHz producirá 60 uV RMS de ruido en la salida. Haga los cálculos: la extensión de sus límites no se puede cumplir con nada que yo sepa.

Si desea detectar 50 nA, querrá que la resistencia de retroalimentación sea mucho más alta que 40 ohmios. 40 ohmios produce una salida de 2 uV en un ruido de 60 x 6,6 uVp-p. El número 6,6 (sigma) convierte el ruido gaussiano RMS en ruido pp con un factor de confianza del 99,9 %. Entonces, el ruido de salida será de 400 uVp-p y, debido a esto, querrá que su señal más pequeña sea (digamos) diez veces este valor a 4 mVp-p.

Un cambio de salida de 4 mV desde un cambio de entrada de 50 nA implica un valor de resistencia de retroalimentación de 80 kohm (no 40 ohm). Pero esto plantea el problema de la capacitancia del fotodiodo: a 100 MHz, un límite de 12 pF tiene una impedancia de 133 ohmios. Esta capacitancia y la resistencia de retroalimentación de 80k amplifican el ruido interno de los amplificadores operacionales en un factor de ~600. En otras palabras, no puede asumir que la autocapacitancia del fotodiodo es insignificante. Es el "jugador total" en la definición del ruido que obtendrá. Mi análisis "simplificado" anterior asumió que el amplificador operacional es ganancia unitaria, pero no lo es. El punto 3dB es$\frac{1}{2\pi RC}$donde R = 80k y C = 12pF, es decir, F = 165 kHz. En otras palabras, a partir de 165 kHz, la ganancia de ruido del amplificador operacional aumenta en 6 dB por octava y a 100 MHz, la ganancia de ruido (como se mencionó anteriormente) es 600 y su idea de TIA está tostada.

Hay algunas mitigaciones; el amplificador operacional no tiene un ancho de banda infinito, por lo que, aunque la ganancia de ruido aumenta desde 165 kHz, no alcanzará un pico de 600 a 100 MHz porque, si lo hiciera, su amplificador operacional tendría un producto de ancho de banda de ganancia de 60 GHz y aún no se han hecho.

Entonces, si dice que un amplificador operacional decente tiene un GBWP de 1 GHz, a 100 MHz la ganancia de ruido nunca puede ser más de diez. A 10 MHz, la ganancia de ruido podría ser 100, pero esto está determinado por la resistencia de retroalimentación de 12 pF y 80 kohm, es decir, la ganancia de ruido en realidad será: -

$1 + \dfrac{80,000}{X_C}$= 61

Esto es algo así como su ganancia de ruido se verá espectralmente: -

$C_{sh}$es la capacitancia de derivación de los fotodiodos, es decir, los 12 pF.$C_{i}$es la capacitancia de entrada del amplificador operacional (no despreciable, por supuesto, y se suma al problema).$R_{f}$y$C_{f}$es la resistencia de retroalimentación y cualquier capacitancia en paralelo con ella (incluidos los parásitos).

En algún lugar en el medio de la parte elevada del gráfico hay 10 MHz. Tal vez considere 20 MHz como una frecuencia puntual para su examen; la ganancia de bucle abierto puede ser 50, por lo que este será el límite de ganancia de ruido. ¿Qué pasa con 5 MHz? La relación 1+R/Xc será de aproximadamente 31 y este será el límite, es decir, ya no dependerá de la ganancia de bucle abierto.

Me parece que la ganancia de ruido está alcanzando un máximo de 10 MHz y seguirá siendo un gran problema para una señal de entrada de 50 nA y una resistencia de retroalimentación de 80 kohm.

El problema es que tiene que aumentar la resistencia de retroalimentación para sacar su señal del ruido y, por lo que parece, unas diez veces y esto causa otro problema. 800 kohm y tal vez 1pF de capacitancia parásita en paralelo dan una frecuencia de corte de 198 kHz, es decir, por encima de esto, la señal cae a 6 dB por década, es decir, es un filtro de paso bajo. Estaba apuntando a un ancho de banda de quizás 400 MHz y está paralizado en cualquier cosa por encima de 200 kHz. Incluso si la resistencia de retroalimentación fuera de 80 kohm, el ancho de banda sería solo de 2 MHz.

Resumen: modifique sus especificaciones o ajuste enormemente sus expectativas.

También vale la pena pasar una hora o dos usando el asistente de diseño de fotodiodos de ADI . Incluso si no usa uno de sus dispositivos, puede aprender mucho al experimentar con él.