Retroalimentación del inversor al convertir la señal del oscilador sinusoidal recortada en onda cuadrada

Normalmente, una retroalimentación de alta impedancia para U5 sería polarizar la entrada del inversor y como polarización para un cristal desnudo conectado a través de los pines 2 y 4 de U5. Los cristales desnudos funcionan con microamperios de corriente. Demasiada corriente puede sobrecalentar el cristal causando mucha deriva y una vida corta.

Pero lo que tiene es un TCXO independiente con una salida almacenada en búfer. C13 es obligatorio ya que el TCXO tiene un voltaje operativo bajo, no compatible con lógica de 3.3V o 5V. He convertido inversores lógicos en amplificadores mediante el uso de un controlador con búfer. Para mantener las velocidades de giro muy rápidas, utilicé una resistencia de 33 ohmios en la entrada (sería después de C13) y una resistencia de 3,3 K para la retroalimentación. Usé un inversor 74AC04 pero cualquier inversor lógico muy rápido funcionará.

Mi contador de frecuencia funcionó hasta 120 MHz con una señal de onda sinusoidal de 100 mV. Como tiene una fuerte señal de accionamiento de 1 voltio, puede intentar lo mismo. Ahora solo tienes las 2 resistencias y C13. 3.3K es una impedancia mucho más baja menos sensible al ruido y en realidad no funcionaría sin una fuerte señal de excitación.

El TCXO ve los 3.3K como su carga principal y la resistencia en serie de 33 ohmios evita que el TCXO "vea" la capacitancia de la puerta de U5, lo que evita cualquier tendencia a que la forma de onda sobrepase o suene. Los 33 ohmios combinados con los 3.3K le brindan una "zona muerta" del 1% o alrededor de 33 mV donde tiene histéresis, por lo que se ignora el ruido de menos de 33 mV. No puede aumentar mucho la resistencia en serie de 33 ohmios, ya que crea un filtro RC basado en la capacitancia de entrada del inversor.

En última instancia, la resistencia de retroalimentación solo necesita tener un valor lo suficientemente alto para que la entrada TCXO impulse la entrada del inversor tanto por encima como por debajo de su voltaje de umbral. Sin señal de entrada, desea que el valor de CC del pin 2 de U5 no sea más de 1/2 Vcc, o alrededor de 1,65 voltios. Es posible que, debido a sus entradas CMOS, se necesitara un valor alto de resistencia de retroalimentación, por lo que el pin tenía menos de 1,0 V sin señal de entrada. 3.3K puede tener que ser tan alto como 33K o 330K. El valor más bajo que permite que el circuito funcione siempre es el que se debe utilizar.

NOTA: Las resistencias tienen una capacitancia parásita que es un problema por encima de 50 MHz. Si necesita dividir el valor de la resistencia de retroalimentación por la mitad e inserte C16 allí. Un valor alto de C16 ayuda a estabilizar la parte de CC del circuito de retroalimentación, pero debe tener una ESR muy baja.

La acción de esa retroalimentación es aplicar el valor promedio de la salida de U5 a su entrada. C13 luego imprime la parte de CA de la salida de U4 en la entrada de U5.

Por lo tanto, no hay retroalimentación de CA en absoluto, lo que implica que no hay degeneración de CA (o oportunidad de oscilación, ya que es un inversor con búfer con características presumiblemente impredecibles, si no francamente desagradables, cuando intenta usarlo como amplificador).

Revisaría el circuito para asegurarme de que U4 tiene un nivel de salida lo suficientemente alto para conducir U5 de manera confiable. No intentaría envolver un inversor con búfer como ese con un circuito de retroalimentación analógico; esperaría que sucedieran cosas malas si lo hiciera.

Si necesita un jitter bajo (ruido de fase bajo), entonces las resistencias de alto valor pueden ser un problema.

Además, las TIERRAS deben colocarse cerca, excluyendo las corrientes de tierra de otras fuentes.

Tenga cuidado, el rechazo de la fuente de alimentación de una puerta lógica es muy pobre. Tal vez use un preamplificador (¿un miniCircuits?), para producir una velocidad de giro de salida muy alta en la puerta lógica de riel-riel.

Si tiene un ancho de banda de 1 GHz y 10 Kohm Rnoise en el primer "amplificador" que toca el seno del oscilador, tendrá 12 nanoVoltrms/rtHz, escalado por sqrt (1e+9) = 12e-9 * 3.1e+4 = 36e- 5 = Ruido aleatorio de banda ancha de 360uVrms.

Si la señal (40MHz), es 1vpeak * sin(40Mhz), la derivada es 1v * omega, o 1v * 40e+6 * 6.28, o el dV/dT es de unos 250 millones de voltios por segundo.

Utilizando el

OhmsLaw para la fluctuación de fase:

Tj = Vruido/Velocidad de giro

lo mejor que puedes esperar es

360uV/250 millones de voltios/segundo

o aproximadamente 1 picosegundo de fluctuación de fase integrada total.

¿Tiene un presupuesto de error para esto?