¿Por qué los comparadores generalmente tienen voltajes de compensación más altos que los amplificadores operacionales?

La alta velocidad con una pequeña diferencia es difícil de conseguir.

Tenga en cuenta que los comparadores no solo tienden a tener voltajes de compensación de entrada más altos que los amplificadores operacionales, sino también un ruido efectivo mucho más alto, ya que para obtener alta velocidad son bestias de banda ancha.

Oliver Collins produjo un artículo hace un par de décadas que muestra que se obtienen resultados mucho mejores, es decir, menos fluctuación de tiempo, si precede a un comparador rápido con una o más etapas de amplificador operacional de bajo ruido y baja ganancia, cada una con filtrado de un solo polo en la salida. , para aumentar la velocidad de giro etapa por etapa. Para cualquier velocidad de respuesta de entrada y comparador final, existe un número óptimo de etapas, un perfil de ganancia y una selección de constantes de tiempo RC.

Esto significa que los amplificadores operacionales iniciales no se usan como comparadores, sino como amplificadores de pendiente y, en consecuencia, no necesitan la velocidad de respuesta de salida o el producto GBW que se requeriría para el comparador final.

Aquí se muestra un ejemplo, para un amplificador de pendiente de dos etapas. No se dan valores, ya que el óptimo depende de la velocidad de respuesta de entrada. Sin embargo, en comparación con el uso exclusivo del comparador de salida, casi cualquier perfil de ganancia sería una mejora. Si usó, por ejemplo, una ganancia de 10, seguida de una ganancia de 100, ese sería un lugar muy razonable para comenzar a experimentar.

^{simular este circuito : esquema creado con CircuitLab}

Obviamente, los amplificadores pasarán mucho tiempo en saturación. La clave para dimensionar los filtros RC es elegir una constante de tiempo tal que el RC elegido duplique el tiempo que tarda el amplificador en pasar del punto saturado al punto medio, a la velocidad de respuesta de entrada más rápida. Las constantes de tiempo obviamente disminuyen a lo largo de la cadena del amplificador.

Los RC se muestran como filtros reales después del opamp, no como una C colocada en la resistencia de ganancia de retroalimentación. Esto se debe a que este filtro continúa la atenuación de alta frecuencia del ruido a 6dB/octava a frecuencias arbitrariamente altas, mientras que un capacitor en el circuito de retroalimentación deja de filtrar cuando la frecuencia alcanza la ganancia unitaria.

Tenga en cuenta que el uso de filtros RC aumenta el retardo de tiempo absoluto entre la entrada que cruza el umbral y la salida que lo detecta. Si desea minimizar este retraso, se deben omitir los RC. Sin embargo, el filtrado de ruido que ofrecen los RC le permite obtener una mejor repetibilidad del retardo desde la entrada hasta la salida, lo que se manifiesta como un jitter más bajo.

Solo el amplificador operacional de entrada necesita un alto rendimiento en términos de ruido y voltaje de compensación, las especificaciones de todos los amplificadores posteriores pueden relajarse con su ganancia. Por el contrario, el primer amplificador no necesita una velocidad de respuesta o GBW tan alta como los amplificadores posteriores.

La razón por la que esta estructura no se proporciona comercialmente es que el rendimiento rara vez se requiere, y el número óptimo de etapas depende tanto de la velocidad de respuesta de entrada y las especificaciones requeridas, que el mercado sería pequeño y fragmentado, y no valdría la pena. ir tras. Cuando necesite este rendimiento, es mejor construirlo a partir de los bloques que puede obtener comercialmente.

Aquí está el frente del documento, en IEEE Transactions on Communications, Vol 44, No.5, mayo de 1996, a partir de la página 601, y una tabla de resumen que muestra qué rendimiento obtiene a medida que cambia el número de etapas de amplificación de pendiente y la ganancia. distribución de las etapas. Verá en la tabla 3 que para el caso específico de querer una amplificación de pendiente 1e6, mientras que el rendimiento continúa mejorando por encima de las 3 etapas, la mayor parte de la mejora ya se ha producido con solo 3 etapas.

Esos amplificadores operacionales con un desplazamiento muy bajo (como el TLC2652) tienen un ancho de banda demasiado bajo para lo que desea (alrededor de 2 MHz), por lo que, de manera realista, debe comparar manzanas con manzanas. Además, no se especifica en la hoja de datos de ese dispositivo cómo cambia el voltaje de compensación de entrada con el voltaje de entrada de modo común. Para un comparador, se esperan grandes compensaciones de modo común y, en la mayoría de los casos, el voltaje de compensación de un amplificador operacional se especifica en condiciones de señal ideales.

Otro hecho es que la mayoría de los circuitos comparadores usan histéresis y esto supera con creces cualquier cifra fabulosa para el voltaje de compensación debido a que la retroalimentación positiva de la salida depende de los rieles de suministro.

Y aquí está el principal problema con su comparación.

Si mira hacia abajo en la lista de TI después de seleccionar Vos como parámetro de filtro, el primer amplificador operacional que tiene un ancho de banda de 100 MHz o más es el OPA625. Su expectativa de que 250 uV produzcan un giro completo en 50 ns significa que la ganancia de CA a 100 MHz tiene que ser (digamos) 5 voltios/250 uV = 20 000 o 86 dB. Bueno, el OPA625 tiene una ganancia de bucle abierto por debajo de 0 dB a 100 MHz.

Esto significa que su comparación nuevamente es defectuosa. Tienes que ser realista al hacer comparaciones. Un amplificador operacional de 100 MHz es décadas inferior a un comparador que puede cambiar su salida en 50 ns con un cambio de voltaje de entrada diferencial de 250 uV.

Vamos a diseñar ese circuito. Desea una respuesta de 50 nanosegundos, por lo tanto, nuestro ancho de banda inicial es 1/50 nS o 20 MHz de ancho de banda.

¿Qué SUELO DE RUIDO? Para una baja tasa de ocurrencia de FALSOS DISPARADORES, la potencia del ruido debe ser 10 dB más débil que el ruido de la señal (produce 0,1 % de errores de bit). Nuestro ruido integrado total debe ser de 250 uV/10 dB o 250 uV/3,16 u 80 microvoltios RMS. En 20 MHz de ancho de banda.

Para encontrar la densidad de ruido (y por lo tanto el Rruido permitido), dividimos 80uV por sqrt(bW) o 80u/sqrt(20,000,000) o 80u/4,500 o 18 nanoVolts/rtHz. Con 1Kohm siendo 4nanoVolts/rtHz, podemos usar valores de Rnoise de 20,000 ohms.

Sugiero el amplificador de banda ancha RCA/Harris CA3011 con 3 etapas de ganancia diferencial. La hoja de datos dice que (típicamente) se limitará a una entrada de 600 microvoltios, y esa salida de onda cuadrada/limitada es ciertamente adecuada para impulsar un comparador rápido. La hoja de datos dice que NoiseFigure es de 9 dB a 4,5 MHz, dado un aumento de entrada de 1:2 (resonador PI) de 50 ohmios.

Ahora, sobre ese voltaje de compensación incierto...