MOSFET se calienta inusualmente en un convertidor SEPIC

Debe conducir la puerta MOSFET mucho mejor de lo que parece estar haciendo para que cambie de manera eficiente. Mire la especificación para el FQP30N06: el umbral de activación de la puerta (Vgs (umbral)) puede ser tan alto como 4V. Mire también la figura 1: esto confirma que debe usar un voltaje de control de compuerta mucho más alto que con el que lo está controlando: -

Además, los bordes de la forma de onda son realmente pobres: no obtendrá tiempos de subida y bajada decentes desde un pin IO porque la capacitancia de la fuente de la puerta ralentizará las cosas.

Considere cambiar su circuito impulsor.

... los pulsos del voltaje del interruptor V_DS tienen algunos picos inusualmente altos ...

Esos picos de V_ds ocurren cuando el transistor de potencia se apaga. Durante ese apagado, L1 mantiene un flujo de electrones prácticamente constante. Antes del apagado, esos electrones fluyen a través del transistor de potencia. Después del apagado, sale la misma cantidad de electrones por segundo de L1 y deben ir a algún lugar a través de algún camino; ese camino tiene un pico instantáneo en la corriente (pero un convertidor SEPIC bien diseñado debería absorber ese pico con solo un pequeño aumento de voltaje). Las líneas eléctricas que llegan a su convertidor y las líneas eléctricas que salen de su convertidor al resto del circuito, generalmente tienen tanta inductancia que no pueden manejar instantáneamente ese pico de corriente. Entonces, en teoría, la única ruta para que fluyan esos electrones es desde el pin de drenaje del transistor hasta el capacitor de acoplamiento C2, a través del diodo, a través del capacitor de salida C3, y de regreso a través de los cables de tierra, de regreso al pin de fuente del transistor. (¿Hay un nombre mejor para este camino que "el camino del pico"?) (En la práctica, también hay otro camino a través de alguna capacitancia parásita que absorbe algunos de esos electrones, pero no quiere confiar en eso. Además, si los picos de Vds son demasiado altos, el transistor puede romperse y permitir que los electrones fluyan a través de él, calentando el transistor; tampoco quiere eso).

Desea que la ruta del pico tenga baja resistencia y, lo que es más importante, baja inductancia. Esto implica:

• Use un diodo "rápido" como un diodo Schottky. Evite los diodos "rectificadores" lentos diseñados para aplicaciones de 60 Hz que pueden tardar cientos de nanosegundos en cambiar.

• Desea que el área del bucle de la ruta de puntas sea muy pequeña, para reducir la inductancia parásita de los cables que conectan todos los componentes a lo largo de la ruta de puntas.

• Desea condensadores de ESR y ESL muy bajos para C2 y C3. Nadie sabe dónde conseguir un capacitor de 470 uF con ESR y ESL lo suficientemente bajos, por lo que casi todos usan dos capacitores idénticos físicamente pequeños (y, por lo tanto, de baja inductancia) para manejar los picos, colocados para minimizar el área del bucle de la ruta del pico. , uno para C2 y otro para C3. Por lo general, los diseñadores eligen un tamaño de paquete SMT razonable para C2 (¿tamaño imperial 1206?) y luego eligen la mayor capacitancia disponible en ese tamaño de paquete. Luego, coloque su condensador de salida de 470 uF en paralelo con C3: la posición, ESR y ESL de ese gran condensador son mucho menos críticos. Algunos diseñadores colocan varios capacitores en paralelo para C2 y C3, obteniendo un ESL efectivo mucho más bajo y una capacitancia efectiva mucho más alta que cualquier capacitor único comercial disponible.

• Suelde todas las piezas en una placa de prototipos (genérica) o en una placa de circuito impreso personalizada, en lugar de pegarlas en una placa de prueba sin soldadura. Si bien algunas personas han logrado construir reguladores de voltaje de conmutación en una placa de prueba sin soldadura (JB Calvert, "Switching Regulators" ), la mayoría de la gente parece estar de acuerdo en que las placas de prueba sin soldadura tienen una capacitancia parásita y conducen a un área de bucle más grande (por lo tanto, inductancia parásita no deseada más grande), causando Problemas en la conmutación de convertidores de tensión. "¿Qué es todo esto de 'SMWISICDSI'?" ; " Cuándo evitar el uso de una protoboard ".

Gracias a todos aquellos que han publicado comentarios muy útiles sobre mi pregunta. Después de pensar un poco, finalmente decidí comprar un chip controlador MOSFET en un intento de resolver el problema. También compré el diodo Schottky como sugirió davidcary para reemplazar el diodo rectificador existente que estaba usando. Después de recibir el chip y hacer las conexiones apropiadas según la hoja de datos, repetí la prueba del ciclo de trabajo usando el mismo MOSFET. Estos cambios ayudaron a mejorar la producción (de aproximadamente un 15 % de eficiencia a un 30 %). Aunque es bueno tener la mejora, obviamente no es lo suficientemente bueno para un convertidor DC-DC. Desafortunadamente, una breve inspección muestra que el MOSFET aún persiste inusualmente caliente sobre los otros componentes del circuito (además de la resistencia de carga).

El chip controlador MOSFET que compré es el controlador MOSFET dual TC4427CPA. El siguiente diagrama es mi nuevo circuito controlador.

El siguiente diagrama es la nueva forma de onda de V_GS y V_DS cuando usé el nuevo chip controlador (la línea azul es V_DS y la línea verde es V_GS). PD: También olvidé mencionar el ciclo de trabajo que apliqué en la pregunta original (Disculpas por eso). En mi publicación original, el ciclo de trabajo aplicado era una constante de 0,5. En el de abajo, es una constante 0.44.

Según mi comprensión de las respuestas anteriores, el tiempo de subida y bajada del V_GS en este diagrama es probablemente la causa de las pérdidas debidas a la conmutación. Sin embargo, esto se basa en el uso del chip controlador MOSFET, por lo que estoy perdido nuevamente. ¿Qué puedo hacer para refinar aún más la forma de onda del V_GS para evitar pérdidas por conmutación?