¿Es este divisor de voltaje de sujeción para una entrada de alta impedancia un diseño bueno y robusto?

Tengo una entrada de CA de la siguiente manera:

  1. Puede oscilar entre ±10 V y al menos ±500 V continuamente.
  2. Va desde aproximadamente 1 Hz a 1 kHz.
  3. Necesita > 100 kΩ de impedancia, de lo contrario su amplitud cambia.
  4. Ocasionalmente puede desconectarse y someter el sistema a eventos ESD.

Cuando la entrada está por debajo de 20 V, necesito digitalizar la forma de onda con un ADC. Cuando está por encima de 20 V, puedo ignorarlo como fuera de rango, pero mi sistema no debe dañarse.

Dado que mi ADC necesita una señal relativamente rígida, quería amortiguar la entrada para más etapas (en esas, la polarizaré, la sujetaré a 0V a 5V y la alimentaré a un ADC).

Diseñé el siguiente circuito para mi etapa de entrada inicial para obtener una salida fuerte y segura que pueda alimentar a etapas posteriores:

esquemático

simular este circuito : esquema creado con CircuitLab

Mis objetivos son:

  1. Asegúrese de > 100 kΩ de impedancia en la fuente.
  2. Cambie una entrada de ±20 V a aproximadamente una salida de ±1,66 V.
  3. Proporcione una salida rígida.
  4. Maneje con seguridad entradas continuas de alto voltaje (al menos ±500V).
  5. Maneje eventos de ESD sin descargar mucha corriente/voltaje en los rieles de ±7.5V.

Aquí está mi razón fundamental para el diseño de mi circuito:

  1. R1 y R2 forman un divisor de voltaje, reduciendo el voltaje en 12X.
  2. El diodo TVS reacciona rápidamente para proteger contra eventos de ESD en la entrada, descargándolos en mi tierra fuerte, sin descargar nada en mis (débiles) rieles de ±7.5V.
  3. El diodo TVS también maneja sobretensiones extremas (±500 V sostenidos) desviándolos a tierra. Es pasado R1 para limitar la corriente en estos casos.
  4. D1 y D2 sujetan el voltaje dividido a ± 8.5 V, por lo que no necesito un capacitor de alto voltaje para C1 ; estando después de R1 , la corriente a través de ellos también está limitada.
  5. C1 desacopla la señal de entrada. Será un electrolítico bipolar. Debe tener una capacitancia relativamente grande para permitir que las señales de 1 Hz pasen sin verse afectadas:
    1 2 π R 2 C 1 ≪ 1  Hz
    C 1 ≫ 1 2 π × 1  Hz × 220  k Ω = 8 m F
  6. R3 y C2 , con R3 = R1 , compensan el sesgo de corriente de entrada y el desplazamiento en el amplificador operacional (en lugar de simplemente acortar la salida a la entrada negativa); también forman un filtro de paso bajo:
    F C = 1 2 π R 3 C 2 = 36  kHz

¿Este circuito es óptimo para mis objetivos? ¿Puedo esperar algún problema con él? ¿Hay alguna mejora que deba hacer, o hay una mejor manera de lograr mis objetivos?

EDITAR 1

  1. Originalmente dije que esto necesitaba manejar ±200V continuamente, pero creo que ±500V es un objetivo más seguro.

  2. Para que el diodo TVS funcione como está, R1 debe dividirse en dos resistencias, aquí R1a y R1b , como lo sugiere @ jp314 :

esquemático

simular este circuito

EDITAR 2

Aquí hay un circuito revisado que incorpora las sugerencias recibidas hasta ahora:

  1. Zeners a través de la fuente de alimentación ( @Autistic ).
  2. Resistencias que conducen a ellos ( @Spehro Pefhany ).
  3. Diodos BAV199 rápidos ( @Master ; una alternativa de menor fuga al BAV99 que sugirió @Spehro Pefhany , aunque con una capacitancia máxima de alrededor de 2 pF en lugar de 1,15 pF).
  4. Diodo TVS en el frente y actualizado a 500 V ( @Master ), por lo que solo maneja eventos ESD, protegiendo R1 .
  5. Muy corto de la salida del amplificador operacional a la entrada negativa ( @Spehro Pefhany y @Master ).
  6. Disminución de C1 a 10 μF ( @Spehro Pefhany ); esto introduce una caída de voltaje del 0,3 % a 1 Hz, que no es tan buena como la tapa original de 220 μF, pero facilitará el suministro del capacitor.
  7. Se agregó una resistencia R6 de 1 kΩ para limitar la corriente en OA1 ( @Autistic y @Master ).

esquemático

simular este circuito

Su abrazadera no es tan mala. Coloque una resistencia, digamos 10K en serie con la entrada pos opamp y tendrá algo que no explotará el chip. El TVS es cosmético en su posición actual.
¿Qué hace el cosmético TVS allí? No lo mencioné en mi justificación, pero también estaba considerando algo como una entrada sostenida de ± 400 V. Eso está fuera de especificación, pero si eso sucede, no quiero gravar mis rieles de ± 7.5V, que son de un suministro muy pequeño. (Tampoco quiero dañar eso).
Ponga 8v2 zeners en su pequeño suministro y pierda los TVS y nunca más se preocupe por las fugas que arruinan la precisión nuevamente.
Desviar el sobrevoltaje a la fuente de alimentación es una idea terrible. Derivarlo a tierra, y lo mismo para bajo voltaje. Podría considerar un dispositivo de descarga de gas.
@EJP: creo que el problema de las maniobras se resolvió en la versión actual del circuito (que se muestra al final de la pregunta). Hay diodos Zener prepolarizados que se utilizan para derivar tanto la sobretensión como la subtensión a tierra. El diodo TVS, por supuesto, puede sujetar significativamente más rápido que un GDT, y como la fuente principal de voltajes ≫ 500 V será ESD, parecía una mejor opción.

Respuestas (4)

Su D1 y D2 tomarán las sobretensiones de entrada, no el TVS: divida los 220k en 200k + 20k y coloque la porción de 20k entre el TVS y los diodos.

O simplemente use un zener de 4.7 V desde ese nodo a GND.

Me gusta la idea de dividir los 220K. Eso tiene sentido para mí. ¿Cómo funcionaría el diodo Zener? ¿No afectaría eso asimétricamente la entrada de CA?
Un zener afectaría asimétricamente las cosas: podría usar 2 zeners en serie, eso puede ser mejor que los diodos que tiene si necesita limitar la entrada del opamp a menos que el suministro.

No necesita R3/C2. La entrada del amplificador operacional no inversor 've' R2 (20K) en la ruta de CC de corriente de polarización (no 220K), por lo que la compensación probablemente será insignificante si la reemplaza con un corto. Si insiste en R3/C2, consulte el cálculo a continuación.

El 220K representa una reactancia capacitiva de 0.7uF a 1Hz, por lo que creo que un capacitor cerámico de 10uF pequeño y económico (y sin fugas) estará bien, agregando, en cuadratura, alrededor del 7%, por lo que un efecto total de menos del 0.3%. . Sin embargo, puede haber algunos efectos debido a la sujeción, por lo que es mejor investigar esto dependiendo de cómo espera exactamente que se comporte . Al sujetar, 've' los 20k en serie con la abrazadera de baja impedancia, por lo que la constante de tiempo es 11 veces más corta.

R1 es crítico para la confiabilidad, prácticamente todo el voltaje cae a través de él, debe ser un tipo de alto voltaje, clasificado para soportar cualquier transitorio que espere, especialmente si este voltaje de entrada proviene de la red eléctrica, lo que puede significar un par de kV. Vishay VR25 puede ser adecuado (con plomo). No escatime aquí. A menos que los últimos centavos sean más importantes que la confiabilidad, tampoco soy un gran fanático de usar múltiples resistencias ordinarias para este propósito: una parte con la calificación adecuada debería estar bien a menos que necesite usar dos resistencias con la calificación adecuada en serie para aún más confiabilidad .

Perdería el TVS y consideraría sujetarlo directamente con una derivación (como un par zener) o diodos de conmutación de baja capacitancia como un par BAV99 a derivaciones prepolarizadas, como Zeners o TL431 (con resistencias a los rieles de suministro). Este último tendrá mucha menos capacitancia que usar zeners directamente y, por lo tanto, causará menos cambio de fase a 1 kHz, si eso es importante para usted. La corriente de sujeción es inferior a 1 mA a 200 V, por lo que no es muy exigente, siempre que R1 resista cualquier EMF al que esté sujeto. Ambas opciones que sugerí pueden sujetar fácilmente 100 mA, al menos por un breve tiempo.

R3 / C2 realmente no forman un filtro de paso bajo: R3 y la capacitancia de entrada del amplificador operacional forman un filtro de paso bajo, y C2 idealmente se elegiría para que sea mucho más grande, por lo que si la capacitancia de entrada es 15pF, puede usar 1nF o algo así. Solo tendría problemas con 20K solo si tuviera un amplificador operacional totalmente inapropiado (capaz de frecuencias muy altas) donde el cambio de fase resultante afectara la estabilidad y, por supuesto, un cortocircuito no tiene ese problema.

Se suponía que los dos "R2/C2" en el primer párrafo eran "R3/C2", ¿verdad?
@JohnSpeeks Sí, gracias, cambiado. Supongo que necesita un monitor más grande (o mejor memoria).
¿Cambiaría su opinión sobre el diodo TVS si fuera probable que haya largos períodos (30 segundos o más) de ±300 o ±600 voltios? No sé exactamente qué tan alto sube continuamente, ya que una instancia se midió en el campo con un osciloscopio que recortó la señal a ± 150 V, y extrapolando la forma de onda supuse alrededor de ± 200 V, pero también es posible que pueda ir más alto. Quizás debería editar la pregunta para dar un valor más alto allí.
@JohnSpeeks 600VDC causaría 1,6 W de disipación en la resistencia de 220 K, por lo que es mejor que tenga una clasificación de un par de vatios, pero los zeners o reguladores de derivación que mencioné podrían manejar fácilmente 2,7 mA de forma continua, eso es solo 20 mW a 7,5 V. Dos resistencias VR68 de 1 W en serie pueden manejar un transitorio de 20 kV y 100 mA no son demasiado difíciles de sujetar. Los diodos TVS son buenos para cuando tiene una baja impedancia y tiene que absorber un gran pico de energía en los cientos de vatios; no son especialmente buenos para disipar energía continua. En este caso, no abres la puerta de la espiga para que no tenga que ser absorbida.
@Sphero Pefhany He notado que las hojas de datos de diodos TVS rara vez brindan especificaciones para el funcionamiento continuo ... Su punto sobre la disipación en R1 está bien entendido, al igual que sus sugerencias para resistencias. En teoría, podría aumentar el valor de R1 (y R2) para reducir la disipación en R1 (todavía usando algo como resistencias VR25/VR68), pero me preocuparía que pudiera presentar nuevos problemas.

esquemático

simular este circuito : esquema creado con CircuitLab

El P/N de OP AMP y los diodos en los esquemas no significan nada. Los diodos D3 D4 son un BAV199 o 2 uniones de puerta a canal de jFET MMBF4117. OA1 es OPA365. C3 debe seleccionarse para proporcionar una frecuencia de paso suficientemente baja para el filtro en C3, R1/2.

R2 y R3 son preferiblemente resistencias de película delgada precisas o incluso dos partes de una red de resistencias. Definen su deriva cero.

R5 debe estar clasificado para un voltaje de 1 kV, puede usar varias resistencias 0603 en serie.

Y, para estar realmente seguro, puede agregar una resistencia de 1 kOhm entre la entrada no inversora de OPA365 y el punto medio de R1 R2. Ayuda a limitar la corriente de entrada si algo sale realmente mal.

El limitador de voltaje de alta potencia (como el diodo TVS o el varistor) se conecta preferiblemente entre INPUT y GND. Su voltaje es de unos 600-800 V.

Voy a tener que pedir algunas de esas partes antes de poder hacer un prototipo de esto y compararlo con las otras opciones. ¡Manténganse al tanto!
Desafortunadamente, la parte RC de eso (ignorando los diodos y el amplificador operacional) reduce la entrada en alrededor de -1.44dB a 1 Hz (recortando la salida en aproximadamente un 15%): Curva de respuesta de frecuencia . Aumentar el límite a 10 uF soluciona eso y mantiene las cosas bastante planas a 1 Hz, pero luego toma alrededor de 30 segundos cargar el límite a través de las resistencias de 470k. (Y, por supuesto, disminuirlos no funciona, ya que vuelve a salir de la respuesta de baja frecuencia).
Lo siento por la respuesta tardía. Sí. es cierto, por supuesto. Pero tienes este problema con cualquier diseño del filtro de paso bajo. ¿Por qué necesitas C3? ¿Puede ser mejor el acoplamiento de CC?
Ese es un muy buen punto. Podría hacer este DC acoplado. En mi aplicación particular, no hay posibilidad de compensaciones de CC, y tampoco me importa si la señal de salida está invertida. Entonces podría usar un amplificador operacional en una configuración inversora para agregar el voltaje de compensación.
Pude hacer un circuito acoplado a CC que funciona con un amplificador operacional de riel a riel de suministro único y solo un par de resistencias más que las que mostró anteriormente. Lo simulé y prototipé y funciona muy bien. Creo que voy a ir en esa dirección. Mucho más simple que cualquiera de los otros circuitos potenciales.
¡Bien, es bueno saberlo! ¡Sus preguntas son bienvenidas!

¿Qué tipo de OPA usas? Si es entrada FET OP AMP (corrientes de entrada por debajo de 100 pA), entonces no necesita R3 C2. Además, si no le importa la compensación de CC, es mucho mejor eliminar R3 C2.

No veo ningún valor en el diodo TVS de 30 V. Absolutamente de acuerdo con @Autistic. Puede ponerlo directamente en paralelo a la entrada (antes de R1) y cambiar al tipo de 500-700 V. Su función entonces es: proteger R1 y otros componentes electrónicos de picos muy cortos de más de 800 V (no sé si su aplicación puede meterse en este tipo de problemas).

R1 debe tener una capacidad nominal de 1000 V o implementarse como una serie de resistencias 0603 o mayores, teniendo en cuenta las brechas de aislamiento.

En cuanto a la abrazadera "real": la idea de @Spehro Pefhany de BAV199 prepolarizado (dos diodos de baja fuga en un paquete SOT) se ve mejor. No me importarían demasiado las corrientes a los rieles de alimentación: están limitadas por 4 mA (800 V / 200 kOhms), probablemente sea menor que la corriente de suministro de energía de un OP AMP que use.

¿Por qué no poner R2 (creo que es un divisor de voltaje) antes de C1 y usar una resistencia muy grande (1 MOhm) en lugar de R2? Esto permite que C1 sea tan pequeño como unos pocos uF.

Estoy planeando usar amplificadores operacionales JFET de la serie TI TL05x en paquetes duales o cuádruples (es decir, los que no tienen pines compensados).
Debe tener en cuenta que la corriente de polarización de entrada de este OPA es tan grande como 1-4 nA a 70 C. Significa (para su diseño) que el voltaje de compensación adicional puede ser de hasta 200 uV, es mucho más alto que su voltaje de compensación "nominal". Este es un problema común de los jFET OP AMP, no son adecuados para entradas de alta impedancia a temperaturas ligeramente altas.
Los modernos BJT OP AMP (AD8675) tienen una variación mucho menor de su corriente de polarización frente a la temperatura, aunque sus corrientes de entrada también son grandes (1 nA).
¿Qué rango de voltajes de salida necesita?
Al final, necesito sujetar todo entre 0V y 5V para un ADC, así que realmente solo de -2.5V a +2.5V.
¿Por qué no utilizar Rail-to-Rail 5 V OPA? Se ajusta naturalmente a 0-5 V para ADC. Son mucho mejores para el rendimiento de entrada que los OPA de "alto" voltaje.
Lo sentimos, "abrazaderas naturalmente"
Estaba teniendo problemas para encontrar uno que pudiera llegar hasta ± 2,5 V con un suministro de ± 2,5 V, así que pensé que era más simple usar un suministro más grande. ¿Tiene alguna sugerencia para un buen amplificador operacional de riel a riel en este rango?
Comprobará. Espere varias horas.
¿Es este divisor de voltaje de sujeción para una entrada de alta impedancia un diseño bueno y robusto?
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