Tengo un circuito controlador de LED simple como este:
simular este circuito : esquema creado con CircuitLab
El amplificador operacional es OPA354 de 250 MHz, E/S de riel a riel, amplificador operativo CMOS suministrado desde un solo riel de +5 V. El LED es del tipo de tensión directa de 100 mA y 1,4 V. La entrada es un pulso de 0,5 V de un generador de señal.
Lo que veo es que todo funciona más o menos como se esperaba, la corriente del LED durante un pulso es de alrededor de 50 mA, excepto que al comienzo de cada pulso hay una oscilación distinta con un período de ~ 10 ns (alrededor de 5-10 ciclos son visibles ). Algo más preocupante, hay un poco de ruido aleatorio encima de cada pulso, tal vez 50 mV de pico a pico, que va y viene.
El LED tiene una capacitancia decentemente grande de algunas decenas de pF. He leído mucho sobre la estabilización de amplificadores operacionales que impulsan cargas capacitivas, pero estas tendrían la carga capacitiva donde está R1, no dentro del circuito de retroalimentación.
¿Cómo estabilizo el amplificador operacional y evito este tipo de ruido/oscilaciones?
El enfoque estándar en su caso es modificar ligeramente el circuito:
simular este circuito : esquema creado con CircuitLab
Desafortunadamente, no puedo darle los valores de los componentes. Dependen del amplificador operacional Y R1. Para empezar, pruebe de 1 a 5k y 100 pF, pero prepárese para experimentar. Obtener un simulador de circuito como una versión SPICE (TINA, LTSpice, etc.) también te permitirá jugar.
Esté preparado para ver comportamientos de encendido y apagado bastante diferentes. En el encendido, el amplificador operacional tiene que salir de una condición muy desagradable, a diferencia de su funcionamiento durante el apagado.
Respuesta breve: reduzca R1 de 10 a 1 ohmio y agregue un divisor de 10:1 en la entrada o según se requiera.
Los límites de corriente de salida alta o Ioh de su amplificador operacional están cerca de su límite operativo de 100 mA impone una caída de voltaje severa internamente en Vds
También para la estabilidad, puede ser difícil de calcular, ya que "satura" la salida que pierde retroalimentación negativa y, por lo tanto, la ganancia lineal cae a cero. Sin embargo, la impedancia del LED es dinámica, por lo que nunca alcanza los 100 mA y la salida puede oscilar dentro y fuera del modo "carril completo" (aunque técnicamente solo se llama saturación en BJT) desde ganancia lineal completa hasta ganancia cero. Una condición muy inestable.
El Iout min > 100mA debido a RdsOn = 35 Ω @ 5V, ¡entonces 100mA resultará en una caída de Vds de 3.5V! o Vout=1.5V Mientras tanto, la corriente sube a 100mA solo si no hay una caída en el sentido de corriente R1, que es 10*0.1A= 1V adicional, por lo que esto suma los 5.9V Vdd necesarios para que funcione.
Entonces, la solución inicial es probar 1 ohmio y luego analizar las tolerancias en el peor de los casos para temperatura, LED y voltaje de suministro.
simular este circuito : esquema creado con CircuitLab
La estabilidad a corrientes más bajas está dictada por el Coss de los MOSFET y C del LED, lo que da como resultado una impedancia no coincidente, especialmente cuando hay un espacio libre inadecuado para Vds internamente.
Puede ser necesario aumentar el Vdd a 5,5 para cumplir con la estabilidad a la corriente máxima.
No hay garantía de que funcione a todas las temperaturas, pero está cerca.
Sin embargo, este chip puede disipar 360 mW que deben disiparse y puede requerir un disipador térmico de cobre de la placa del disipador térmico de la carcasa. Rθja=~90'C/W
El diseño de todos los pines de entrada y salida debe hacerse con cuidado para minimizar la capacitancia de carga (desde un plano de tierra) y quizás usar pistas de protección para aislar la capacitancia de retroalimentación. Si hay más capacitancia de retroalimentación positiva que retroalimentación negativa en virtud de la geometría de la pista o del puente (incluso en 1 pF), inducirá un timbre falso. Por lo tanto, esta solución tenía la intención de mantener toda la capacitancia en un mínimo absoluto para un tiempo de subida más rápido pero equilibrado para eliminar el timbre falso. El 1pF tendría que seleccionarse según el diseño.
El valor R de retroalimentación, si es demasiado pequeño, resultará en oscilaciones de relajación salvajes y demasiado grande reduce el tiempo de subida, por lo que la coincidencia de impedancia es crítica para 30 a 50MHz BW a alta corriente y hay más trabajo por hacer aquí.
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Tony Estuardo EE75
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