¿Cuál es el enfoque preferido para el diseño de PCB para trazas de señal frente a potencia en circuitos analógicos y cosas a considerar?

En general, prefiero usar una solución A modificada, simplemente porque parece (en un primer paso) más fácil (y más limpia) de enrutar que B. El cambio significativo (para mi solución) es que ambas capas permiten grandes masas de cobre similares a un plano que se utilizará - ¿por qué no incluir un vertido de cobre en la parte superior?

A continuación, aumenté el área de cobre para la alimentación e incluí (como se comentó anteriormente) tapas de derivación. También es importante que las vías de alimentación y tierra se agregaron inmediatamente después de colocar los circuitos integrados. Esto obliga al diseñador a considerar el enrutamiento de energía antes.

Hay un vertido GND de cobre en la capa inferior. Y si realmente tengo ganas, agregaré un GND de cobre en la parte superior (manteniendo la idea de que uno no puede obtener suficiente GND).

Para acercar los vertidos de energía a los circuitos integrados, mueva la pila de resistencias hacia el lado derecho de los circuitos integrados. Lo que lleva al siguiente método B (también modificado).

MÉTODO B (modificado) ============================

• empuje la pila de resistencias a la capa inferior.

• no deje correr ningún rastro demasiado tiempo, por lo que habrá un plano de tierra generalmente "bueno" en la parte inferior.

• tire de los vertidos de cobre hasta los circuitos integrados.

(por cierto, todas esas vías en la B original fueron demasiado para mí :)

Aquí hay una vista de la capa inferior (sin el vertido de cobre GND)

Resumen de cambios a las premisas originales:

1. Considere verter más cobre en la capa superior para mejorar su suministro de energía.

2. Considere usar la parte inferior para los componentes.

Y por supuesto:

3. agregar tapas de derivación

ADVERTENCIA

C1. El método A es excelente para cosas típicas de opamp de baja potencia.

C2. El método B es necesario para accionamientos de motor.

Lo que desea evitar si es posible es que las rutas de su señal crucen los vacíos del plano de referencia. También querrá omitir v+ y v- a tierra, ya que está conduciendo señales con referencia a tierra (blindaje del conector SMA). Intente agregar omisión y vea cómo funciona. Dicho esto, el enfoque (A) es más lo que yo elegiría.

Por lo general, primero hago las redes realmente críticas, luego los arreglos de desacoplamiento local (porque en realidad son razonablemente críticos), luego el resto de la señal, luego acomodo la potencia principal al final.

También te estás perjudicando un poco al considerar el plano de tierra como una tierra universal mágica, más o menos funciona la mayor parte del tiempo en cosas digitales, y no es intrínsecamente horrible el resto del tiempo, pero piensa en dónde está el las corrientes fluyen!

Si bien su ejemplo es un poco tonto para mostrar esto, en realidad trataría la 'tierra' para todas esas entradas no inversoras como LA red crítica que debería tener, hasta donde puedo manejar, que no fluya corriente en ella. En un circuito más serio, esto es difícil de manejar simplemente colocando las cosas en un plano de tierra. Los lazos de red son tus amigos.

También me preocuparía mucho más el diseño de los bucles de corriente, considere uno de los amplificadores operacionales intermedios, la corriente fluye desde un riel de suministro (el cual depende de qué cuadrante) a través del amplificador operacional anterior, a través de las resistencias y luego a la salida de el siguiente opamp en la cadena antes de regresar por el otro riel de suministro. Se indica un desacoplamiento significativo en cada opamp, y debido a que el cuadrante cambia (y, por lo tanto, obtiene pulsos de corriente de media onda en cada riel), debe tener cuidado con la forma en que las tapas de derivación van a 'tierra' para evitar inyectar pulsos de corriente rectificados de media onda en tu tierra

La respuesta es simple: no importa.

En ambos ejemplos, existe la longitud extraviada adicional (= inductancia, a menos que sea a frecuencias tan altas que los efectos TL también sean importantes) para las señales o la potencia, lo que significa que la suma de ambos es aproximadamente la misma de cualquier manera.

En un tablero de 2 capas con un vertido de suelo bien cosido, es una buena idea priorizar una capa para el suelo, suponiendo que no necesite otras condiciones como alta densidad o una colocación de dos lados ni nada. En ese caso, la mayoría de los trazos se enrutan en la parte superior, con vías hacia la parte inferior para trazos de puente cortos según sea necesario. En un diseño complejo, esto puede terminar ocupando una buena cantidad de área de enrutamiento (buses que escapan de MCU, por ejemplo, especialmente del tipo donde los puertos están dispersos alrededor del chip, ¡uf!), pero conserva una baja impedancia de tierra entre ubicaciones y dado el espacio adecuado entre las trazas, las mantiene de manera similar en una buena microbanda consistente o una guía de onda coplanar con geometría de tierra (CPWG), buena hasta frecuencias bastante altas (incluyendo así frecuencias donde los efectos TL toman el control).

... ¡Y eso sin derivación local por chip!

Para los amplificadores operacionales de audio promedio, la lógica de la familia CD4000, incluso la familia 74HC hasta cierto punto, las longitudes de varias pulgadas entre las cargas y las tapas de derivación probablemente estarán bien.

Caso en cuestión: los controladores de la consola de juegos NES original tenían un registro de desplazamiento CD4021, sin tapa de derivación , ¡y una longitud de cable de más de 2 m! Aprobaron, bueno, concedido, aprobaron todas las reglas de EMI que existían en 1985, pero dudo que los niveles y métodos fueran muy diferentes a los de hoy. (Pregunta interesante [si fueran diferentes], si alguien tiene una referencia para agregar aquí). La lógica CD4000 es lenta como la melaza a 5 V, por lo que no sorprende que haya funcionado. 74HC es realmente donde querría un límite de algunas pulgadas, especialmente para cargas de corriente más altas (¿conductores de autobús?), Y así sucesivamente a medida que las cosas se vuelven más rápidas (74LVC, dentro de un cm o dos, etc.).

Con el bypass local, las rutas PS son irrelevantes. Especie de; todavía contribuyen con la inductancia entre las ubicaciones, por lo que es posible que sea necesario aplicar algo de amortiguación, como un cordón de ferrita desde el punto común, o un R+C (tapa con pérdida o "a granel") en los extremos / hojas terminales de la red. Con pérdidas adecuadas en la red, su impedancia nunca está muy por encima de la impedancia característica de la red.$Z_0 = \sqrt{\frac{L}{C}}$, que podemos diseñar para que sea tan bajo como necesitemos. (Básicamente, ser perezoso a la hora de colocar tapas alrededor, y las longitudes entre ellas y entre las fichas, tiene el efecto de aumentar$Z_0$. Para los amplificadores operacionales de uso general, unos pocos ohmios son más que suficientes. Lo cual se logra fácilmente con unos pocos 0.1 µF y electrolíticos).

La mejor práctica para los circuitos analógicos es reducir el área del bucle de la señal y su ruta de retorno y mantener la impedancia lo más baja posible. Cuando no sea posible, las impedancias deben equilibrarse para reducir el ruido de modo común que se convierte en diferencial.

Cuando no hay ruido de circuito o ruido ambiental, con baja impedancia no hay necesidad de un plano de tierra. El voltaje de ruido es simplemente la corriente de ruido * la impedancia del circuito. f (V(f)=I(f)*Z(F) donde Z(L)=2piL para una traza corta de 0,5 nH/mm o un hilo más largo de 1 nH/mm. (relación >40 l/d)

Aunque esto principalmente para RF o tiempos de subida < 20 ns, ¿puede ver la diferencia en el área de bucle de señal + retorno en lo anterior?

Debe aprender a definir especificaciones para cada diseño para saber qué puede probar para asegurarse de que funciona. Esto incluye el espectro de dispersión y el nivel de EMI en términos de uA/m o mV/m y velocidad de respuesta o frecuencia. de ambos. Esto incluye SMPS, alimentación de CA, motores, inductores conmutados, etc. cerca de cualquier cable. Luego, debe especificar el espectro y el nivel mínimo de la señal y, finalmente, la SNR mínima requerida. Esto incluye la compensación de CC que puede recortar en la primera etapa.

Poner el cable en una sonda de alcance 10: 1 puede medir su voltaje perdido a una carga de 10 MOhm. Terminarlo y luego desviar una tapa de RF a tierra para reducir los niveles de EMI. Finalmente, utilizando un choke CM de telefonía o LF/HF para equilibrar aún más la señal para el rango de frecuencia de interés.

Después de hacer todo esto, mire la diafonía en su lógica y el enrutamiento SMPS a señales de alta impedancia, incluso con esto, es posible que no necesite un plano de tierra. Incluso los diseños de equipos de Yamaha Audio pueden funcionar sin esto.

Después de hacer esto, puede decidir si necesita un plano de tierra , pero es posible que siempre necesite un límite de RF a tierra de CA para desviar la línea de baja frecuencia y el modo común SMPS, ruido CM.

Dado que está utilizando conectores SMA, supongo que SNR es importante y usar el OP07 que tiene un voltaje de compensación de entrada bajo de 75uV con unos pocos nA de corriente de polarización hace que la impedancia de entrada sea muy alta. Sin embargo, conectar a tierra la otra entrada hace que la entrada esté muy desequilibrada. Entonces, antes de considerar un plano de tierra, haga que su señal esté balanceada con una relación R diferencial usando 0.1% o mejor una disposición INA de 3 amplificadores operacionales con> 100 dB CMRR. Este es su primer paso para eliminar la EMI inducida por cables perdidos. Un potenciómetro puede anular fácilmente la compensación de CC, luego, con R individuales seleccionables, puede cambiar las ganancias con interruptores analógicos.