Control de la resistencia de MOSFET mediante retroalimentación negativa

Quería usar LM317 en un proyecto de fuente de alimentación pero quería controlar el voltaje digitalmente o con voltaje. Una forma posible era cambiar una de las resistencias divisoras de voltaje en el esquema a continuación, con algún dispositivo utilizado como resistencia controlada por voltaje.ingrese la descripción de la imagen aquí

Pensé en usar un MOSFET como resistencia controlada por voltaje, sin embargo, sabiendo que la región donde es lineal y de "resistencia" adecuada es bastante estrecha, pensé en usar un circuito de retroalimentación que controlaría automáticamente el voltaje de la puerta para proporcionar la resistencia necesaria. Se me ocurrió la siguiente configuración:ingrese la descripción de la imagen aquí

U2 actúa como un búfer mientras que U3 compara el voltaje en el nodo pin de ajuste con el voltaje establecido por V1 y emite su propio voltaje de control en la puerta del FET. La simulación funciona perfectamente. Aquí está la salida del lm317 sondeada mientras barría V1 de 0 a 15 voltios. ingrese la descripción de la imagen aquíAquí está la respuesta transitoria cuando V1 se establece en 10 voltios. ingrese la descripción de la imagen aquíSin embargo, como era de esperar, no salió tan bien. Cuando construí el esquema en una placa de prueba, el circuito osciló bastante. Produjo una forma de onda triangular con una frecuencia de alrededor de 15 KHz con Vpp de alrededor de 5 voltios con un voltaje de compensación aproximado del valor establecido por V1.

Entiendo que puede haber un montón de cosas que hacen que un circuito de retroalimentación oscile, sin embargo, me gustaría saber qué se puede hacer para reducir este efecto o cómo resolver ese problema.

Incluso si no termino usando este circuito en una fuente de alimentación, todavía me gusta la idea de controlar elementos no lineales con una retroalimentación para que se comporten exactamente como usted quiere que lo hagan.

Editar: ¡El circuito funciona ahora! Sin embargo, por razones que no entiendo completamente. Quité el amplificador de ganancia unitaria y cambié un MOSFET con un BJT (2n2222) y agregué una resistencia de 10K a su base. El circuito cambió un poco el comportamiento, pero aun así osciló significativamente. Luego traté de introducir un capacitor en algún lugar del circuito. El circuito funcionó perfectamente (ondulación de 500 mV a una carga de 10 ohmios) con el capacitor colocado entre la base y el colector del BJT como se muestra aquí:ingrese la descripción de la imagen aquí

Ahora, estoy feliz de que el circuito funcione, sin embargo, me resulta difícil encontrar una explicación de por qué. ¿Alguien puede proporcionar alguna idea?

Solo para controlar el voltaje de salida del LM317, puede omitir las resistencias y alimentar su voltaje de control directamente o a través del búfer opamp al pin ADJ. El LM317 mantendrá la salida a 1,25 voltios por encima de este voltaje.
De hecho, lo intenté, pero el LM317 necesita tener una corriente mínima que fluya desde el pin ADJ para funcionar correctamente. Es por eso que decidí quedarme con algún tipo de divisor de voltaje, para extraer algo de corriente.
Dado que está dispuesto a agregar uno o más amplificadores operacionales y transitores, además de cambios, ¿por qué no implementar su propio LDO con discretos, donde puede controlar el voltaje de referencia? O use un JFET más "dócil", no MOSFET. Además, a menos que lo Adijeras en serio, presionaste LTspice, es por eso que muestra los anclajes de texto.
¡Ja! Gracias por el consejo, me preguntaba qué eran estos puntos. Hacer mi propio LDO no fue algo en lo que pensé al principio, sin embargo, ahora que lo pienso, podría hacerlo de esa manera. Solo tengo un montón de LM317 y quería darles un buen uso.

Respuestas (2)

Su sistema de retroalimentación son dos amplificadores operacionales en cascada seguidos de un MOSFET. El primer amplificador operacional es ganancia unitaria y el segundo amplificador operacional se usa como comparador. El MOSFET tendrá una ganancia de alto voltaje porque la fuente está a 0 voltios y Vganancia = Rd/Rs, ¡así que es alta!. Además, la capacitancia de entrada del MOSFET (alrededor de 1 nF) probablemente también hará que el amplificador operacional de conducción sea inestable.

Esto inevitablemente causará problemas de estabilidad porque es bastante fácil hacer que un amplificador operacional se vuelva inestable al hacer un circuito de retroalimentación complejo que involucre un comparador adicional y un transistor de alta ganancia.

Debe reducir la ganancia del bucle y esto podría lograrse al convertir el comparador en un integrador no inversor. También puede intentar colocar una resistencia en la fuente del MOSFET, un valor tan alto como pueda tolerar.

Desafortunadamente, el LM358 (dispositivo de la vieja escuela) no tiene un gráfico adecuado de su margen de fase, por lo que es complicado calcular los valores, pero para el integrador, 10 kohm y 1 nF podrían funcionar, así que estaría tentado a deshacerme del amplificador operacional de ganancia unitaria. y alimente "ADJ" directamente a un integrador inversor.

Gracias, no he pensado en la ganancia de MOSFET. Intentaré jugar con el integrador.
Será necesario simularlo: no estoy 100% seguro sobre el circuito, pero definitivamente hay ejemplos en las imágenes de Google del uso de un integrador para controlar un MOSFET para evitar la oscilación/inestabilidad.

El LM317 regula usando un lazo de alta ganancia y un diodo de referencia de banda prohibida de 1.25v tal que Vo-Vadj=1.25x.

La buena noticia es que el resultado de su paso de 10 V es correcto 11,25x V dentro de las tolerancias.

La mala noticia es que gm o inverse RdsOn es demasiado sensible.

Una mejor manera es usar un NPN y Rb elegidos para dar un rango de Ic para reducir la salida a cerca de 2.5V con algo de margen en Op Amp Voh. Esto reduce la ganancia del bucle. Luego use un Radj fijo a tierra para limitar el voltaje de salida (opc.) máx.

Para obtener más margen de fase, un pequeño C > Ciss, por ejemplo, 1 nF en serie con otros 240 ohmios en paralelo con realimentación R, mejora la estabilidad del margen de adelanto de fase.

Alternativamente, cambie Op Amp, U3 de un comparador a un OpAmp de inversión lineal de menor ganancia agregando 2 resistencias, por ejemplo, 10k: 1M

Motivo: el diseño del comparador de un amplificador operacional es en realidad un integrador debido a la compensación interna en la zona lineal, que reduce el margen de fase de 60 grados (LM317 ideal) en 90 grados o -30 grados forzando la oscilación.

U2 es redundante.

Para eliminar la compensación de salida de 1,25 V, debe dejarse como está o corregirse por diseño.

Gracias, intentaré cambiar el comparador a un amplificador de baja ganancia, y tal vez intente usar el NPN. Sin embargo, no me importa mucho el desplazamiento.
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