¿Circuito para cambiar alrededor de 5W de 12V usando entradas lógicas CMOS usando MOSFET de canal N?

Quiero cambiar algunos LED de luz de paisaje de 12 V, con un total de aproximadamente 5 vatios, usando MOSFET, con la señal de control proporcionada por una línea de salida digital de un microcontrolador Arduino que funciona a 5 V.

Pensé que tenía algunos MOSFET de canal N de nivel lógico por ahí, pero aparentemente no.

Lo que tengo son varios MOSFET de potencia 400N80Z e IRLB8721PBF. Intenté usar el circuito 400N80Z en m, pero los LED no se encienden por completo.

Tengo a mano una variedad de transistores de conmutación NPN y PNP de baja a media potencia (BC33716, PN2222A y 2N4401 NPN, varios otros, además de algunos darlington de potencia TIP120 NPN).

Claramente, los MOSFET lógicos son la herramienta adecuada para el trabajo y necesito pedir algunos. Sin embargo, mientras tanto, ¿puedo montar un circuito que sature por completo uno de mis MOSFET de potencia con una señal lógica CMOS de 5V de un Arduino?

Soy un tipo de software, y solo estoy ligeramente familiarizado con los circuitos analógicos.

Respuestas (3)

El FCPF400N80Z tiene un voltaje de umbral de puerta máximo (V GS(th) ) de 4,5 V, que es marginal para la operación lógica, pero el IRLB8721PbF tiene un voltaje de umbral máximo de 2,35 V. Esto debería funcionar decentemente bien incluso para la lógica de 3.3V, siempre que no necesite pasar más de 3A de corriente.

Entonces, con el IRLB8721PbF, ¿debería poder simplemente alimentar una señal lógica de 5V en la puerta y cambiar mi salida 12?
A 40A o más, sí. Consulte las figuras 1 a 3 de la hoja de datos de IR. Y figura 8.
¿ A 40A o más ? ¿Qué significa eso? Pensé que su respuesta original decía que estaba limitado a aproximadamente 3A de carga. Tengo problemas para entender qué significa la información en la hoja de datos.
Por cierto, el IRLB8721PbF funciona maravillosamente en mi circuito. Enciende los LED a pleno brillo y no se calienta en absoluto. Gracias (votado y aceptado.)
@ Ignacio Vazquez-Abrams Como enlace a los datos de FCPF400N80Z, ¿cómo se define Vgs(th)? En datos, VGS(th) Gate Threshold Voltage tiene una clasificación de 2,5 - 4,5 V. ¿Por qué la condición de prueba se establece como VGS = VDS, ID = 1,1 mA? ¿Cómo se relaciona con la figura 1, la figura 2 en los datos y el circuito real, en este caso, dice, por ejemplo, conducir dos LED en serie por 12V a 350mA? google.com/…
@Ignacio Vazquez-Abrams Totalmente de acuerdo en que IRLB8721PbF es una mejor opción debido a Vgs (th) más bajos en esta situación. Solo quiero aclarar cómo leer la hoja de datos. El FCPF400N80Z figura 1, enciende la característica solo hasta 1 V, que es bastante alta. ¿Por qué? La figura 1 equivalente para IRLB8721PbF se redujo a 0,1 V, 2 A. Quiero decir, 0.1V hace que se caliente poco (3a, 0.1V es 0.3w de calor), 1V no es poco calor. En realidad, se sentó más calor que el transistor Darlinton Vcs. gracias de antemano
@DuncanC: si observamos la figura 1, vemos que la curva de 3,0 V (un valor razonable para la lógica CMOS de 3,3 V) se estanca muy cerca de 3A. A 4V (razonable para CMOS de 5V) se estanca alrededor de 40A. La figura 2 muestra la curva de 3,0 V moviéndose hacia arriba, pero la curva de 4,0 V se mantiene bastante estable.
@EEdeveloper: el valor de Vgs (th) es solo una aproximación de primer orden para la idoneidad. Es necesario examinar los gráficos para determinar si la pieza es adecuada para la aplicación. Las diferencias entre las dos partes pueden explicarse por las diferencias de construcción.
@IgnacioVazquez-Abrams, entonces, ¿no debería haber dicho su comentario "A 40A o menos "?
@DuncanC: 4.0V es una cifra muy conservadora para Vgs. La mayoría de las veces será de 4,7 V o más para una salida CMOS de 5 V.
Ok, pero todavía estoy tratando de entender tu primer comentario en esta respuesta, "A 40A o más, sí". ¿No quiere decir que si pone 4.0 V en la puerta, debería poder conducir una carga <= 40A a través del transistor? Entonces, ¿no debería haber dicho "Para una carga de 40 A o menos, sí"?
Sí, pero las salidas CMOS de 5 V superan fácilmente los 4,0 V durante el funcionamiento normal.

Al ser mordido por el voltaje de umbral, una opción es introducir una etapa de amplificación de voltaje simple usando un NPN BJT. Usted alimenta su carga con 12 V, por lo que puede usar ese voltaje para llevar la puerta del MOSFET a un nivel mucho más alto que el nivel lógico.

Básicamente, lo que sucede es que la puerta se eleva a 12 V a menos que el BJT esté forzando la puerta a tierra. La primera etapa invierte el comportamiento de todo el interruptor de encendido, pero eso debería ser fácil de resolver en el software del controlador.

esquemático

simular este circuito : esquema creado con CircuitLab

La ventaja de este circuito es que apenas carga la salida del controlador, solo se extraen alrededor de 0,5 mA del pin de salida.

La desventaja es que debe enrutar los +12 V a la etapa de salida, solo para abrir la puerta. Cuando utiliza un cable largo desde la fuente de alimentación hasta la etapa de búfer, debe desacoplar la fuente de alimentación localmente con un condensador pequeño (de orden de magnitud) de 100 nF.

Fresco. Pensé que podría hacer algo así. ¿No hay un circuito similar que use un PNP que no invierta la lógica?
Estoy usando un suministro de 12 V separado solo para los LED. ¿Está diciendo que necesitaría poner un condensador de desacoplamiento en la alimentación de mi BJT, para que su alimentación no se "bambolee" cuando la carga se enciende y se apaga? Y deduzco que el BJT NPN específico que uso no importa mucho: ¿cualquier NPN de baja potencia servirá?
Cualquier BJT NPN de baja potencia de propósito general funcionará bien. Enumeró el BC337 en su pregunta. El condensador es para evitar que la corriente consumida por los transistores de conmutación influya en el MOSFET.
La tapa iría entre el suministro y la tierra, físicamente cerca del colector de Q1, ¿correcto?
@DuncanC sí, a través de los rieles de alimentación, cables cortos, cerca del transistor.
¿No podría conectar el emisor del BJT a la puerta del MOSFET, conectar el colector a R1 y obtener el mismo efecto sin invertir la lógica del circuito? ¿Por qué es un no-no conectar una carga al emisor en los transistores NPN?
@DuncanC No estoy seguro si entiendo lo que quieres decir sin un diagrama. Por lo general, lo que obtiene al conectar una carga al emisor de un NPN BJT es un seguidor de voltaje. La tensión en el emisor siempre será de aprox. 0.6V más bajo que el voltaje base y el objetivo era lograr que el voltaje de la puerta oscilara (mucho) más alto que la salida de 5V del controlador. La desventaja es que el transistor invierte la señal lógica. en.wikipedia.org/wiki/Common_collector
Además, si usa un @<nombre de usuario>, se hace ping al usuario, si no lo hace ... es accidental que el usuario visite la página. Considere unirse al chat si tiene más preguntas: chat.stackexchange.com/rooms/15/electrical-engineering

Como ya lo tiene a mano, puede usar darlingtons de potencia TIP120 NPN que tienen una clasificación de 5A según la hoja de datos de Adafruit TIP120 . Nota, en la hoja de datos máx. 5A us 'disipador de calor infinito', se refiere a la temperatura de la caja a 25 (o similar) grados centígrados. El disipador de calor práctico proporciona aproximadamente la mitad de la clasificación actual.

El LED de 1 vatio es de aproximadamente 300 a 350 mA. Para 5 vatios, un transistor con disipador de calor de buen tamaño es suficiente. Difundir a dos es mejor para un margen de seguridad adicional al mantener la corriente en 1A. Si se usa un LED individual, se pueden conectar 2 o 3 LED (depende del color, el voltaje) en serie, de modo que la corriente total se mantenga baja.

Conecte la base con una resistencia de 300 ohmios a uno de los pines de salida digital para impulsar unos 10 mA en el transistor. E a tierra. C a LED, resistencia (clasificación de corriente coincidente de LED) a potencia positiva. Para reducir la corriente, aumentar la eficiencia al reducir la pérdida de calor en la resistencia limitadora de corriente, se pueden conectar varios LED en serie (un LED es de 2 a 4 V, depende del color). Hoja de datos, figura 2, Vce Sat es de 0,6 voltios a 1A Ic, lo cual es bueno para 2 o 3 LED en paralelo (1 W LED es de 300 a 350 mA).

Como el cartel original menciona 'herramienta correcta', el transistor es adecuado/utilizable (no he verificado el precio de este para ver si es la 'mejor solución') y ha estado funcionando bien durante décadas en aplicaciones como esta, a unos pocos vatios. MOSFET ha agregado la ventaja del requisito de disipador de calor pequeño, especialmente más significativo en aplicaciones de potencia mucho más altas.

Sin embargo, tenga en cuenta el enorme VCE (sat), que es habitual para los transistores Darlington.
Gracias, respuesta editada. hoja de datos figura 2, en Ic 2A Vce sat es 0.8V 1A 0.6V
@IgnacioVazquez-Abrams ¿Puede explicar el comentario de "Cuidado con el comentario masivo de VCE (sat) para alguien que no es de EE?
Tengo el IRLB8721PbF funcionando bastante bien. Su voltaje de umbral es lo suficientemente bajo como para hacer el trabajo. Prefiero usar un MOSFET con una resistencia de ENCENDIDO de drenaje a fuente muy baja, por lo que no necesito un disipador de calor.
@DuncanC: los pares de Darlington, debido a su construcción, suman tanto el Vbe del transistor delantero como el Vce del transistor trasero para determinar el Vce del par.
No conozco muy bien estos términos y conceptos. ¿Vce es la caída de voltaje del colector al emisor? Entonces, ¿el par tiene una gran caída de voltaje? Y por lo tanto, deduzco, ¿una alta resistencia interna? La razón por la que quiero usar MOSFET es su muy baja resistencia de colector/emisor, por lo que pueden manejar mucha corriente con poca disipación de calor.
¿Circuito para cambiar alrededor de 5W de 12V usando entradas lógicas CMOS usando MOSFET de canal N?
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