Detección de corriente de nA a mA

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Se presenta un circuito basado en una topología de regulador, estable ante cualquier carga capacitiva, que incluye un diodo en serie con la corriente de salida. El voltaje desarrollado a través de este diodo es nominalmente el logaritmo de la corriente, lo que permite medir un rango muy amplio de corriente con un solo rango de voltaje. Se ha demostrado una excelente estabilidad dinámica en la simulación.

A baja corriente, el circuito es ruidoso y lento (no es una gran sorpresa). Los resultados actuales muestran alrededor de +/- 5% de ruido rms a corrientes bajas, para tiempos de establecimiento de 10uS para corrientes de 1uA y superiores, aumentando a 1 segundo el tiempo de establecimiento para corrientes de hasta 1nA.

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Sospecho que no necesita alta precisión. Solo crees que lo haces debido al amplio rango de nA a 500mA. Obviamente +/- 1nA a 500mA requeriría una precisión colosal. Sospecho que +/- 10% a 500 mA simultáneamente con +/- 10% a unos pocos nA y un solo rango para cubrir ambos sin cambiar sería útil.

El pensamiento inicial, que arrojé como sugerencia inicialmente, se muestra en la parte inferior de la publicación como referencia.

Desafortunadamente tiene un defecto fatal. Si bien puede indicar 1nA lo suficientemente bien, a medida que la corriente aumenta repentinamente, la salida del amplificador operacional no se mueve inicialmente, debido tanto a su compensación interna como a C1. Como resultado, el voltaje de salida cae en más de 1v (necesario para que la corriente fluya a través de Q1 y D1) por un momento, lo que avergonzaría gravemente a cualquier MCU que reciba suministro de esa línea.

La 'solución' es incorporar la capacitancia de desacoplamiento del riel MCU en el análisis. Sin embargo, la C adicional en la línea MCU provoca inestabilidad, ya que está en derivación con la entrada inversora opamp, y es prácticamente incompensable en el amplio rango que queremos.

Entonces, el siguiente pensamiento fue 'esto es básicamente un amplificador de transimpedancia, aunque con una resistencia de retroalimentación muy no lineal, ¿cómo son estables?' Una búsqueda rápida me llevó al artículo de Bob Pease (Nat Semi's RAP, Bob Pease: lectura obligada para cualquier diseñador analógico. Si no toma nada más de esta respuesta, busque y lea algunas de sus cosas).

Rápidamente se hizo evidente que la capacitancia supuesta en el nodo inversor del amplificador operacional, aunque grande en comparación con pF, era muy pequeña en comparación con los 10 uF que podríamos encontrar en una línea VCC, y el ajuste de alta velocidad supuso una resistencia de retroalimentación constante, por lo que esta topología fue un fracaso.

Entonces pensé, si no vamos a oscurecer la MCU cuando cambie la corriente, debe comportarse como un regulador. Recordé los problemas del condensador de salida de tantalio versus cerámica de los LDO. Las arquitecturas que dependen de la ESR de medio ohmio de un tantalio para ser estables no son estables con la cerámica. Cuando se cambia la topología para tolerar la ESR cero de las cerámicas, pueden tolerar cualquier valor grande por encima del mínimo especificado.

Para hacer frente a un condensador de salida grande, está diseñado para ser el polo dominante, con una fuente de corriente de salida que lo convierte en un integrador, manteniendo el resto de la cadena de control con menos de 45 grados de cambio de fase. Una vez que se ha realizado ese cambio, el capacitor de salida puede ser de cualquier tamaño más grande y el LDO seguirá siendo estable. El capacitor de salida del regulador proporciona todo el voltaje sostenido durante un evento de cambio de corriente.

Ahora busqué notas de la aplicación LDO. Este es el nuevo diseño como resultado. Es muy similar al original en el concepto de CC, pero está construido alrededor del condensador de salida y utiliza los trucos empleados por los LDO diseñados para cerámica para obtener la estabilidad suficiente.

Análisis

Q2 es el dispositivo PNP de paso en serie, configurado con R2 para ser salida de corriente. Ese tipo en particular es 1 Amp, 200 hfe 150, 50v, 400MHz ft bastante apto para cocinar que estaba en la biblioteca LTSpice. I1 lo polariza a 10 mA nominales, para reducir el delta V requerido cuando de repente se requiere aumentar la corriente desde cero, y para proporcionar un sumidero de corriente sustancial para hacer frente a una reducción repentina en la salida de corriente.

D1 es nuestro viejo amigo, el elemento no lineal a través del cual la corriente de salida desarrolla el voltaje logarítmico. He usado 1n4148 como estaba en la biblioteca. Se une a R1, para definir el extremo inferior del rango de corriente (10 mV para 1 nA), D3 para capturar voltajes inversos cuando la corriente disminuye repentinamente y C2, ya que mejora la estabilidad y el sobreimpulso de salida. Tenga en cuenta que si el 1N4148 se reemplaza por tipos 1n400x más robustos, su mayor capacitancia será absorbida por completo por C2, por lo que están lo suficientemente bien modelados para la estabilidad.

Hubiera modelado un TL071. Primero probé un LTC1150 que tenía un GBW de 1,5 MHz, pero tuve problemas para obtener una estabilidad razonable. Luego cambié al LT1022 que se muestra. Esto es un poco más rápido a 8 MHz GBW, pero hay muchas partes mucho más rápidas.

La red que lo rodea incluye R3 para detectar 0v, C3 para estabilidad y R4 para agregar un cero a C3, como se sugiere en las notas de la aplicación LDO. Con estos valores, a los que llegó Hope'n'Poke, ya no está mal. Estoy seguro de que podría ser mejor con un poco de análisis adecuado. En lugar de usar un amplificador estable de ganancia unitaria aún más rápido, debería ser mejor usar uno que esté descompensado.

Ciertamente parece lo suficientemente estable para el propósito. Cualquiera que construya este circuito para usarlo en la ira puede encontrar algunos parásitos más no modelados que reducen la estabilidad, pero sugeriría que comiencen con un amplificador aún más rápido para tener más espacio para moverse.

I2 proporciona la carga de corriente dependiente del tiempo para la demostración. Como puede ver en la cadena de parámetros, está cambiando de 100pA a 100mA con un tiempo de subida de 100nS (por lo tanto, cambiando la corriente en un ciclo de 10MHz) y viceversa. El diodo D2 proporciona una forma conveniente para que la simulación muestre la corriente de registro y no forma parte del circuito objetivo.

Cuando hago simulaciones, prefiero tener toda la 'acción' alrededor de 0v, así que para los rieles de -5, 0v y +5v que se muestran aquí, lea 0v, +5v y +10v respectivamente para la aplicación del OP.

Esta es la trama transitoria general.

El valor de CC inicial del voltaje de salida es de 0,5 mV para 100 pA, y cuando paso de 1 nA, es de aproximadamente 5 mV, por lo que tenemos una discriminación sensible en el nivel de 1 nA y por debajo.

Hay un ligero rebasamiento del valor de medición cuando aumenta la corriente.

La rotación llega a los límites del diodo cuando la corriente disminuye. También hay una cola de lectura de 20 mS cuando se cambia de 100 mA a 100 pA, no sé cómo mejorar eso, quizás alguien tenga una sugerencia. La cola todavía está presente cuando se cambia a 10 nA, pero cuando se cambia a 100 nA o más, la cola está ausente. Para esta aplicación, me imagino que está bien.

En las siguientes tres gráficas, observamos la importante estabilidad del voltaje del riel de salida.

En aumento de 100pA a 100mA

El transitorio del riel ascendente es de solo 12 mV y es un golpe muerto. No encontrará muchos LDO comerciales que ofrezcan ese tipo de rendimiento para un cambio de corriente tan violento.

y en el camino de regreso a 100pA

Sin D3 para proporcionar conducción inversa, Vmeas cambiaría al riel -ve por un tiempo en lugar de a -0.6v.

El transitorio del riel descendente también está limitado a 12 mV. Puede ver la rotación descendente limitada por velocidad que es el resultado del sumidero de corriente I1.

No voy a decir que es una prueba de principio, pero creo que es una muy buena prueba de plausibilidad. La simulación incluye muchos parásitos, Q2 Miller C, la compensación del opamp y con un rendimiento que rivaliza con un LDO, creo que es una base bastante buena para comenzar a desarrollar algo que pueda alimentar una MCU, en diferentes corrientes, leyendo sobre un gran alcance.

Esto muestra Vmeas como la salida. Como se indica en el post original, la precisión térmica mejorará si se mide con respecto a otro diodo a la misma temperatura. Vmeas es una salida de baja impedancia, por lo que es muy sencillo hacerlo con un amplificador diferencial simple.

Como antes, reemplazar R1 con una resistencia de menor valor dará una salida de rango lineal más precisa para voltajes para los cuales D1 no está conduciendo.

Problemas de ruido

Ahora que se ha desarrollado un circuito estable, podemos comenzar a observar el ruido. El siguiente gráfico muestra la ganancia de la entrada del amplificador operacional, con un capacitor de 1 nF instalado en C2. Las curvas cubren de 100pA a 100mA. Las curvas de 100pA y 1nA son indistinguibles en azul brillante y muy cercanas a la curva roja de 10nA. 1uA es rosa, 1mA es azul oscuro, la curva de 100mA es más baja como púrpura.

El uso de la simulación .noise de LTSpice y el uso de .measure para integrar el ruido de salida en un ancho de banda de 10 MHz a 10 MHz, utilizando un capacitor de 33 nF para C2, dio como resultado un ruido rms relativamente constante de 2 mV para corrientes de 1 nA a 100 uA, con una caída del ruido a medida que aumentaban las corrientes. a alrededor de 100uV rms a 100mA.

La penalización del aumento del valor de C3 fue el aumento del tiempo de establecimiento después de una reducción gradual de la corriente. El tiempo para estar dentro de 1 mV del valor final fue de aproximadamente 10 mS a 1 uA, 60 mS a 100 nA, 500 mS a 10 nA y 900 mS a 1 nA.

El actual amplificador operacional, LT1022, reclama varias decenas de nV a 1 kHz. El artículo del amplificador de transimpedancia de Bob Pease mencionado anteriormente sugiere que 3nV es factible con una entrada FET de baja corriente, utilizando FET discretos de bajo ruido como el extremo frontal de un amplificador compuesto. El uso de un amplificador operacional tan mejorado debería reducir los niveles de ruido en un orden de magnitud.

Esta es la sugerencia original, como referencia.

^{simular este circuito : esquema creado con CircuitLab}

El amplificador operacional controlará la corriente a través de Q1 y D1 para mantener el voltaje de salida en 5v, por lo que su MCU siempre verá su voltaje de funcionamiento correcto.

El voltaje que mide entre los dos diodos es proporcional al logaritmo de la relación de corriente D1 a corriente D2. Si bien puede trabajar solo con el voltaje en D1, depende de la temperatura. Este método usa D2 para compensar esa dependencia.

Debe poder detectar corrientes en el rango de nA a mA con alta exactitud/precisión. (Calculo 1 nA a 500 mA)

Y....

Necesito detectar la corriente de una MCU de destino a través de varios períodos de su estado de encendido/reposo/apagado

Está bien, suponiendo que colocará una resistencia de valor pequeño en la fuente de alimentación, esa resistencia no debe "caer" más de (digamos) 0,1 voltios a 500 mA. Si cayó un voltaje significativo, entonces está comprometiendo la medición y posiblemente causando que el dispositivo de destino funcione con un voltaje demasiado bajo.

Entonces, 500 mA y 0,1 voltios requieren una resistencia de valor 0,2 ohmios. Ahora, esa resistencia cuando se alimenta con 1 nA producirá un voltaje de medición de 0.2 nV.

¿Ves el primer problema? Realmente no existe una tecnología barata y confiable que pueda hacer esto porque cualquier amplificador operacional tendrá un ruido significativamente mayor que lo que está tratando de medir y, dado que parece querer realizar mediciones dinámicas, su ancho de banda requerido puede ser decenas de kHz y solo medirá el ruido.

EDITAR - consideraciones de amplificador de registro

1. Suponiendo un ancho de banda de ruido de 10 kHz (alrededor de un ancho de banda de señal de 7 kHz para medir adecuadamente los cambios en la corriente del objetivo), significa que un amplificador operacional con un ruido de voltaje de 1 nV/sqrt(Hz) tiene el equivalente a 100 nV RMS en el entrada no invertida. Un amplificador operacional con este bajo valor de ruido es una bestia rara y viene con una serie de otros problemas que afectarán a este diseño.
2. El uso de un diodo en el circuito de retroalimentación parece atractivo, pero cuando se entregan alrededor de 100 nA a la carga, tendrá quizás 300 mV a través de ella. Como impedancia, establece la ganancia de ruido del circuito del amplificador operacional. Entonces, 300 mV / 100 nA es una resistencia dinámica de 3 Mohms y este valor de resistencia solo aumentará a medida que la corriente de suministro caiga por debajo de 100 nA, es decir, las cosas empeorarán con corrientes más bajas.
3. Esa resistencia (la resistencia dinámica del diodo en el circuito de retroalimentación), junto con la impedancia dinámica de la carga, produce una ganancia de ruido en el circuito del amplificador operacional, por lo que si la impedancia dinámica de la carga es de 1 ohm, entonces la ganancia de ruido es 3.000.000 (suponiendo que el amplificador operacional pueda ofrecer este circuito abierto).
4. El ruido de entrada del amplificador operacional (como se mencionó anteriormente) es de 100 nV RMS o (usando 6 sigma), 600 nV pp. La mitad de esto se descarta debido a que el diodo lo bloquea, lo que deja 300 nV amplificados por 3,000,000 y, por lo tanto, potencialmente produce un voltaje máximo de 0,9 voltios.
5. Este es el voltaje de ruido "potencial" que se puede ver en la salida del log-amp. Sin embargo, si el ruido de voltaje supera los 300 mV, la impedancia dinámica del diodo cae de 3 Mohm y la ganancia se reduce y, el resultado de todo esto es que el voltaje máximo de ruido probablemente encontrará un nivel máximo de aproximadamente 400 mV. Pero, hasta ese punto (0 nA a 100 nA) todas las apuestas están descartadas tratando de obtener una medición decente.

Si la impedancia dinámica de la carga es de 10 ohmios (en lugar de 1 ohmio), entonces esa es una historia diferente, pero será posible dada la probabilidad de límites de 100 nF en los rieles de alimentación y la posible presencia de valores más altos.

¿Qué tan complicado será encontrar un amplificador operacional con una fuente de ruido de voltaje tan bajo que tenga corrientes de ruido de entrada realmente bajas? Recuerde también que para la mayoría de los amplificadores operacionales, el voltaje de ruido aumenta drásticamente a medida que la frecuencia cae por debajo de (alrededor de) 100 Hz, por lo que este es un problema real.

Entonces, para hacer que un log-amp funcione, el ancho de banda debe estar significativamente restringido, pero ¿esto le da al OP la oportunidad de medir adecuadamente los cambios dinámicos de corriente cuando (digamos) la MCU de destino ejecuta diferentes rutinas?

Siempre que no necesite un cambio rápido de la ganancia. Podría hacer un circuito opamp TIA con relés que se usan para cambiar la resistencia de retroalimentación a medida que llega al extremo superior e inferior de los rangos. Superar ~ 10-30 mA es difícil para el opamp típico, por lo que el rango alto necesita un poco más de reflexión. ¿Necesita detectar corrientes bipolares?

La medición de corriente en un rango tan amplio sin una pérdida de precisión significativa requiere un circuito de detección de corriente con resistencia ajustable. Por lo general, es un conjunto de resistencias con diferentes valores emparejados con FET o solo transistores FET conectados en serie. Este circuito es impulsado por un circuito de retroalimentación: cuando la corriente medida cambia, los valores de resistencia se cambian o se ajusta el voltaje de la puerta FET. Agilent implementa este último método en algunas de sus fuentes de alimentación.