¿Cómo mejorar el bucle de control de corriente en la fuente de alimentación?

Principales conclusiones sobre este bucle actual, basadas en un análisis drive-by. El bucle tiene demasiada ganancia, y esa ganancia es demasiado variable en el intervalo de voltaje de salida. Además, es dudoso que se comprenda la restricción de ancho de banda forzada por el INA282.

Repasemos cada etapa del ciclo, en orden de importancia, para ver cómo se ven.

Etapa de amplificador de conducción FET

Esta es la etapa más importante del lazo ya que de ella dependen tanto el lazo de tensión como el lazo de corriente. Desordene esta etapa y habrá dos bucles problemáticos por el precio de un error.

El IRFP240 (Q1) es impulsado por un amplificador discreto hecho del emisor común y la acumulación de base común de Q4 y Q2. Es casi un amplificador cascode, pero debido a la existencia de R5 y la modulación de Q2-B por Q1-S, no lo es del todo. La ganancia aproximada para la etapa es la relación entre la impedancia en Q2-C y la impedancia en Q4-E. La impedancia dominante en Q2-C es el JFET Q3 que actúa como fuente de corriente con$V_{\text{gs}}$= 0, mientras que la impedancia dominante en Q4-E termina siendo$r_e$de Q4.

Los JFET como Q3 suelen tener una variación en$I_{\text{dss}}$de varios mA unidad a unidad, pero lo que es más importante, la impedancia del canal puede variar en órdenes de magnitud en función de$V_{\text{ds}}$. Si$V_{\text{ds}}$es ~2V$R_{\text{ds}}$probablemente será de alrededor de 1kOhm. Como$V_{\text{ds}}$aumenta a ~10V$R_{\text{ds}}$aumentará también a algo así como 20kOhms. Estas partes realmente no comienzan a comportarse como fuentes de corriente hasta que$V_{\text{ds}}$> 10V. Para alto voltaje de salida ($V_o$) la ganancia del amplificador será la más baja y baja$V_o$la ganancia del amplificador será mayor.

Los BJT como Q4 tendrán$r_e$valores de alrededor de 1 ohmio a 10 ohmios típicamente. No es un parámetro especificado directamente y será una función de la corriente y la temperatura. Puede parecer que R13 inundaría el salvajismo de$r_e$. No es así, dado que R13 es pasado por alto por C14, lo que queda es solo$r_e$. Para los cálculos aquí, elija$r_e$= 7 ohmios. Tome la relación de 1kOhm a 20kOhm por$r_e$y encontrar que en el rango de$V_o$la ganancia del amplificador puede variar entre 40dB y 70dB a 1kHz. Demasiada ganancia, pero principalmente demasiada variación para ser utilizable.

Aquí hay algunas cosas para mejorar el rendimiento de esta etapa:

• Deshazte de C10, es poner un polo a una frecuencia en la que no se necesitaría nada o un cero.
• Conecte C12 y C14 al cátodo ZD2, en lugar de Q4-E, para no pasar por alto R13.
• Aumente el valor de R13 para reducir la ganancia. Tal vez tanto como 300 ohmios.
• Deshazte de R5, tampoco te está haciendo nada.
• Deshazte de C3, empeora el rechazo de la ondulación.
• Deshazte de C6, no es necesario.
• Reemplace Q3 con R4 y aumente a 10kOhms para eliminar la variación de ganancia con el cambio de voltaje. La disipación máxima en 10kOhm debe ser ~ 0,25 W, por lo tanto, use una parte de 0,5 W.

Todo esto permitirá que el amplificador produzca una ganancia menor y más estable con una respuesta superior a los 10 kHz.

Amplificador de detección de corriente

IC1 es una etapa de amplificador diferencial que, junto con R1, realiza una conversión entre dominios de corriente a voltaje. Una mirada a la descripción del título en el sitio web de TI muestra que el INA282 pertenece a la familia de amplificadores Zero-Drift, lo que significa que es una parte de condensador conmutado. Eso hace que este sea un bucle de datos muestreados. Entonces, en este regulador lineal, el bucle de corriente se parecerá al de una fuente de alimentación conmutada porque, Nyquist.

El esquema muestra que la ganancia del amplificador es de 50 V/V, que es 0,5 V/A o -6 dB. La ganancia será plana a aproximadamente 10 kHz y luego, alrededor de 100 kHz, la ganancia y la fase se estrellarán como una carga de ladrillos sobre un precipicio debido al muestreo. No será deseable que el ancho de banda del bucle sea superior a 10 kHz debido a la rápida pérdida de fase a frecuencias más altas.

Como esta etapa tiene -6dB de ganancia, el resto de las etapas combinadas pueden tener un ancho de banda máximo de unos 20kHz. Por ejemplo, a 1 kHz, las etapas restantes combinadas podrían tener una ganancia máxima de 26 dB con una caída de -20 dB/década para un buen rendimiento del bucle.

Etapa de amplificación de ganancia y error

Esta etapa comienza con IC2D (TL074) como amplificador diferencial, seguido de IC2A como integrador no inversor. Dado que ya existe una buena etapa de amplificación diferencial equilibrada (INA282 - IC1), este segundo amplificador diferencial no es necesario. Habrá una mejor manera de hacer cualquier ganancia y cambio de nivel sin usar otro amplificador diferencial, una forma que no requiera un montón de resistencias de tolerancia estrecha.

Integrador no inversor para amplificador de error. Tantos problemas con el uso del integrador no inversor, dicho categóricamente, pérdida de flexibilidad y opciones. La ganancia mínima alcanzable es 0dB, pero normalmente, y este caso no es una excepción, se necesitará una ganancia inferior a 0dB para parte del ancho de banda del bucle.

Aquí hay una idea. Convierta IC2A e IC2D en etapas inversoras. Haga que IC2D sea un inversor de ganancia unitaria y alimente +2.5Vref en su entrada no inversora a través de una resistencia de 10kOhm para cuidar la compensación. Tendrá una mejor precisión usando resistencias de 1% que el amplificador diferencial usando resistencias de 0.1%. Convierta a IC2A en un integrador inversor y alimente I_Set en su entrada no inversora a través de una resistencia de 30 kOhm. Tendrá que agregar una resistencia en serie con C9 para colocar un cero, pero tendrá un control total sobre dónde está, además, la ganancia puede ser inferior a 0dB y mantener una caída de -20dB/década hasta que necesite ese cero.

Editar: sobre la asignación de I_Set a Io usando amplificadores inversores. Dado que IC2D ahora invertiría la señal actual, I_Set también debería invertirse. Esto no debería ser un problema ya que se utiliza un microcontrolador para determinar I_Set. Pero dado que la mayoría de los micros no tienen salidas negativas, se necesitará una compensación para la entrada no inversora de IC2D. Para el caso de que IC2D tenga una ganancia de alfa, una ecuación para I_Set sería:

I_Set = compensación - alfa (CSgain Io - compensación + Vref)

donde CSgain es la ganancia del amplificador de detección de corriente (incluido R1), offset es el voltaje de compensación aplicado a la entrada no inversora de IC2D, alfa es la ganancia de IC2D y Vref es cualquier voltaje de referencia aplicado al amplificador de detección de corriente IC1 .

Por ejemplo, si CSgain=0.5V/A y Vref=0V y offset=0.75V, I_Set disminuiría de 1.5V a 0V a medida que Io aumenta de 0A a 3A.

Una palabra sobre el poder

$V_o$de 0V a 50V con$I_o$hasta 3A es mucho rango para un lineal. Digamos que el voltaje Prereg es 58V y$V_o$se establece en 3V con una corriente de carga de 3A. Q1$V_{\text{ds}}$será de 55V y su potencia será de 165W. Mantener una temperatura de unión de 150 °C con una temperatura ambiente de 25 °C requeriría una resistencia térmica total, unión a ambiente, de 0,76 °C/W. Desafortunadamente, 0.76C/W es una resistencia térmica más baja que la resistencia térmica de unión a caja de un IRFP240, por lo que nada menos que la refrigeración ayudaría.

Si realmente desea suministrar ese rango de voltaje y corriente, la salida del prerregulador tendrá que rastrear$V_o$permitiendo Q1$V_{\text{ds}}$de 8V a 10V como espacio libre. Eso terminaría con 24W a 30W en el primer trimestre.