Determinación de la amplitud de una onda sinusoidal de 2 MHz

Estoy diseñando un inversor resonante de clase E con una frecuencia de conmutación de aprox. 2 MHz. Necesito controlar el inversor para mantener una corriente constante en la carga. Mi estrategia sería poner una resistencia de detección de corriente en serie con la carga para convertir la corriente en voltaje, rectificarla y filtrarla por paso bajo, luego leer el valor esencialmente de CC con un ADC; puedo tomarlo desde allí.

Solo para tener una idea de los valores involucrados, mi corriente nominal es de 0,17 A RMS, y he determinado que una resistencia de detección de corriente de 1 Ω es aproximadamente el valor máximo que puedo usar. Por lo tanto, la caída de tensión en la resistencia de detección de corriente es de 170 mV RMS. Puedo tolerar como máximo un error del 1% en la amplitud de la onda sinusoidal en la salida de mi circuito. El circuito debe funcionar con una sola fuente de alimentación (digamos 3,3 V); sin suministros bipolares.

Obviamente, este voltaje es demasiado bajo para rectificar con un diodo directamente. Mi primer pensamiento fue usar un rectificador de precisión; el siguiente circuito, tomado de una nota de aplicación de TI , podría hacer el trabajo, y funciona para un solo suministro:

Circuito rectificador de precisión

Sin embargo, se hacen ciertas demandas de rendimiento de los amplificadores operacionales en este circuito, para cumplir con mis requisitos anteriores, que reducen considerablemente las opciones:

  • El producto GBW debe ser significativamente superior a 4 MHz (el doble de la frecuencia de 2 MHz de la onda sinusoidal, ya que se trata de un rectificador de onda completa); de lo contrario, la señal se atenuará. He determinado que, si el límite de 3 dB está una década por encima de la frecuencia de la señal, la amplitud se atenuará en un 0,5 %, por lo que un amplificador GBW de 40 MHz es lo mínimo que busco.

  • Dado que la amplitud de la onda sinusoidal es de 240 mV, si impongo un error máximo de 0,1 % debido al voltaje de compensación de entrada del amplificador operacional, necesito una pieza con una compensación máxima de 240 µV.

  • Suponiendo un valor de 10 kΩ para R 1 y R 3 , el circuito debe tener una impedancia de entrada de 5 kΩ. Dado que la impedancia de la fuente es de 1 Ω, esto en sí mismo no es un problema, pero la corriente de polarización del amplificador operacional sí lo es. Nuevamente imponiendo un error máximo de 0.1% debido a la corriente de polarización de entrada del amplificador operacional, la corriente de polarización de entrada máxima debe ser 240 µV/5 kΩ = 48 nA.

El amplificador operacional más económico (Digi-key qty. 1) de un fabricante de renombre que cumple con estas especificaciones es el OPA2365 a $2.73. Esto representaría fácilmente más del 10 % y más cerca del 20 % del costo de mi inversor, por lo que sigo pensando que debe haber una mejor manera. Si ayuda, esto puede verse como un problema de detección de picos o demodulación de AM.

Entonces, la pregunta es: ¿alguien puede sugerir un circuito más barato capaz de medir la amplitud de una onda sinusoidal de ~ 240 mV, 2 MHz?

Editar: este circuito se empleará en un dispositivo portátil, por lo que el consumo de energía debe mantenerse bajo control.

Edición 2: según la respuesta de @ SpehroPefhany, ahora estoy tratando de diseñar un circuito BJT. Es algo parecido a esto:

esquemático

simular este circuito : esquema creado con CircuitLab

Sí, sé que hice trampa al usar un suministro de 10 V: tengo baterías en mi sistema que pueden proporcionar este voltaje si es necesario, que es algo que olvidé mencionar anteriormente. Además, he omitido la parte de filtrado del circuito; eso debería ser fácil después de que la rectificación se lleve a cabo correctamente. Puedo volver a agregar digitalmente la caída de voltaje del diodo después de la conversión A/D de la señal, y dado que está amplificada (estoy apuntando a una amplitud de 4.5 V ahora), puedo tolerar fácilmente variaciones de 50 a 100 mV en la caída de voltaje del diodo en la fabricación sin violar mi objetivo de precisión revisado (5% ahora, nuevamente según la sugerencia de @SpehroPefhany).

El problema con este circuito es que, sin carga (suponiendo que R6 se eliminó del circuito), el voltaje de CC en el cátodo del diodo aumenta hasta que ya no se realiza la rectificación. Si R6 es lo suficientemente bajo, el efecto de rectificación se mantiene, pero a costa de cargar indebidamente el circuito, con un efecto correspondiente en el nivel de CC que se ve en la resistencia de carga.

Esta parece ser la vía de investigación más prometedora hasta ahora. Acepto cualquier sugerencia para mejorarlo.

¿Qué tan bueno sería el consumo de corriente continua de su circuito?
@SpehroPefhany Me gustaría evitar ir por ese camino, ya que la carga es una lámpara fluorescente, que tiene una característica VI extraña y necesita limitación de corriente para no explotar. Además, en la fase de encendido, la eficiencia de la fuente de alimentación se reduce enormemente y no estoy seguro de poder saber si la lámpara se encendió o no.
¿Cuántos de estos estás haciendo? ¿El control de sus costos podría ser solo una cuestión de descuentos de un proveedor mayorista?
¿Un transformador de corriente sería más barato? Nunca he usado uno, no sé mucho sobre ellos. Pero parece justo la cosa, SI es lo suficientemente precisa. Lo cual nos lleva a otra pregunta. ¿Vas a producir en masa? ¿Sería aceptable el recorte individual? Si es así, puede recortar algunas cosas y tal vez relajar algunas de sus especificaciones.
Seguro que comprar a granel reduciría el costo del amplificador operacional, pero también lo haría el costo de todo lo demás en el circuito. La relación entre el costo del amplificador operacional y el costo total del circuito permanecería aproximadamente igual. Me parece excesivo gastar ~20% del costo de una fuente de alimentación solo en acondicionamiento de señal para la sección de control.
@mkeith Tampoco estoy familiarizado con ellos, y corríjame si me equivoco, pero espero que se mantenga la necesidad de una rectificación de alta velocidad. Estoy pensando que si el voltaje es lo suficientemente alto, podría usar un diodo directamente, en lugar de un rectificador de precisión, pero tendría que pensar en la precisión de la amplitud que se alimenta al ADC más tarde. Entiendo las caídas de voltaje del diodo. varían ligeramente de una unidad a otra, incluso si son exactamente del mismo modelo.
Su presupuesto de error total es el 1% de la escala completa. Mayor amplitud significa que las compensaciones no importan tanto. Eso es lo que estaba pensando, de todos modos. La variación de diodo individual no es grande, pero no puedo decirte qué es. Sin embargo, el coeficiente de temperatura del diodo bajo una corriente fija le dificultará la vida. Los diodos son realmente excelentes sensores de temperatura (aunque no lineales).
P: ¿Sobre qué rango de voltaje necesita medir con precisión? ¿Necesita una lectura precisa cuando la resistencia cae solo 17 mV? ¿O solo está realmente interesado en la escala completa +-20%? Además, ¿cuál es el voltaje de referencia A/D y cuántos canales A/D tiene? Finalmente, ¿se puede conectar a tierra la resistencia de detección en un extremo o debe flotar?
@tomnexus, el circuito de control actuará para mantener la corriente en el valor nominal de 0,17 A RMS, por lo que la lectura solo debería fluctuar ligeramente alrededor de eso. Tengo la intención de utilizar el A/D de 12 bits incorporado de un STM32 MCU, con un voltaje de referencia de 3,3 V. Hay un solo A/D multiplexado en muchos (16, creo) pines. Nunca se me ocurrió la posibilidad de no conectar a tierra un extremo de la resistencia de detección, pero estoy abierto a cualquier posibilidad, aunque la detección del lado alto tendría que lidiar con el pico de más de 40 V allí.

Respuestas (4)

Aquí hay una idea: una solución simple y aproximada polarizando un diodo con una pequeña corriente. Se vuelve no lineal y rectifica incluso voltajes de CA bastante pequeños.

He dibujado un posible circuito. Puede refinar todos los valores para que se ajusten a sus requisitos exactos. D_A y D_B son un par en un caso SOT23. R1 y R3 suministran la corriente de polarización a los diodos, desde un riel de 3,3 V. R2 y C2 son un filtro para rechazar los 2 MHz y proporcionar una salida estable; tienen una constante de tiempo muy por debajo de 1 ms, pasan muy pocos 2 MHz. Un R2 más grande o un C2 más grande podría ser una buena idea, dependiendo de la velocidad de su lazo de control. Para usar este circuito, debe muestrear y procesar tanto la salida de RF rectificada como la salida de detección de temperatura, y hacer algunos cálculos sobre los resultados. (El interruptor es solo para permitirme ver la diferencia entre RF activado y RF desactivado).Diagrama de circuito

Ventajas de este circuito:

  • Barato a menos de $ 0.10 para componentes (excluyendo la resistencia de detección)
  • Sin componentes exóticos: solo un dual-1N4148 y algo de R y C.
  • Sensible hasta 50 mV CA, pero los errores aparecerán
  • Muy poca sensibilidad parcial, siempre que los dos diodos estén emparejados y a la misma temperatura, o en el mismo paquete. Use resistencias al 1%.
  • Muy poca sensibilidad de frecuencia
  • Muy poca sensibilidad a la temperatura, una vez compensada (no sensible a tempco de capacitores)
  • Recuento bajo de componentes
  • También actúa como un termómetro.

Desventajas:

  • También es un termómetro. Debe muestrear regularmente el otro diodo para verificar el voltaje de la unión debido solo a la temperatura.
  • Algunos cálculos a realizar en software, podrían ser tan simples como una resta.
  • Sin ganancia de voltaje. Vout cae alrededor de 270 mV con una entrada de CA de 240 mV (RMS)
  • Respuesta ligeramente no lineal, el voltaje de CC no es lineal con el voltaje de CA.

Funciona así:Voltajes generales

Y trazando solo los voltajes de CC de salida (aquí con una señal de CA máxima de 100 mV):Voltajes de salida de CC

BOM, (carretes de menor costo de DigiKey)

  • 1 x par de diodos: $ 0.01560
  • Resistencias de 3 x 100k: $ 0.00093 cada una
  • 2 condensadores de cerámica NP0: $ 0,03914 cada uno Total BOM: alrededor de $ 0,09667

Una investigación rápida sobre la sensibilidad del circuito a las variaciones de los parámetros muestra que una vez que se resuelven las ecuaciones, no debería ser sensible a la temperatura, la frecuencia o los cambios en la capacitancia.

Comenzando con 2 MHz, 10 grados C y 100 mV CA (pico):

  • Configuración base: 539 (Vtemp) a 492 mV (Vout), diferencia de 47 mV
  • 40 grados C: 449 a 406 mV, 42 mV Sin sensibilidad a la temperatura (después de la sustracción)
  • 1,5 MHz : 539 a 492 mV, 47 mV. Sin sensibilidad a la frecuencia
  • R1/R3 22K: 599 a 553 mV, 46 mV. Sin sensibilidad a la corriente, funciona bien con más corriente de polarización. La impedancia de la fuente del rectificador ahora también cae, ahora se estabiliza en 0,3 ms en lugar de 0,6. R1 y R3 aún deben coincidir...
  • 50 mV CA: 539 a 525 mV, 14 mV (límite inferior práctico de voltaje)
  • 200 mV CA: 539 a 409 mV, 130 mV
  • 339 mV CA: 539 a 284 mV, 255 mV (Este es su punto de operación, 240 mV RMS)
  • 356 mV CA: 539 a 268 mV, 271 mV (punto de funcionamiento + 5 %)

En resumen

  • Este circuito rectifica un voltaje de CA RMS de 240 mV para proporcionar un cambio de 250 mV en el voltaje de CC.
  • Si el voltaje de CA cambia en un 5 %, el voltaje de CC cambia en aproximadamente un 6 %, un delta de 16 mV.
  • No tiene sensibilidad a las tolerancias típicas de los componentes, lo que provocaría errores superiores al 5 %.
  • El valor exacto de CC depende de la temperatura, pero se calibra fácilmente en comparación con un segundo diodo en el mismo paquete, con la misma polarización pero sin CA.
  • Un A/D de 12 bits dará una resolución de aproximadamente 0,25% por LSB, aunque en la práctica la tolerancia de la resistencia y la coincidencia de diodos limitarán la precisión mucho antes.
Definitivamente es una idea interesante. Estoy un poco preocupado si va a requerir calibración para cada dispositivo ensamblado, debido a las variaciones de un diodo a otro.
@swineone Depende de un buen modelo de efectos de temperatura y voltaje. La ecuación será divertida de resolver, pero es gratis en producción. Luego las variaciones de componentes. No es sensible a la frecuencia, por lo que creo que la tolerancia del capacitor y el tempco no importarán demasiado. 100k debe estar bien emparejado. Requerirá diodos emparejados en un paquete, por lo que el par más barato podría no ser lo suficientemente bueno. Aunque bastante fácil de organizar.
Tenía un esquema para autocalibrarme: agregar un resistor de la serie 330 antes de C1, conectarlo a un pin del micro. Luego, puede mantenerlo Hi-Z para medir la corriente, mantenerlo bajo para medir la temperatura y conducirlo a 2 MHz para calibrar el voltaje. Pero no pensé que agregaría mucha precisión, así que opté por el segundo diodo para la temperatura.
@swineone Probé algunas simulaciones adicionales para variaciones de componentes, y no es realmente sensible a nada excepto a la coincidencia de diodos y la corriente de polarización. También veo que produce un cambio de CC de 270 mV para su CA de 240 mV RMS. He editado arriba.
No 'verifica la temperatura', toma la salida diferencial entre los terminales de temperatura y Vout.

Casi cualquier BJT discreto puede amplificar fácilmente 2MHz, o (dada la impedancia de fuente muy baja) podría usar un inductor o transformador con derivación para aumentar el voltaje a algo más razonable para que lo maneje un diodo Schottky. Con la degeneración del emisor, podría obtener una precisión de ganancia bastante buena con el BJT. Esperaría algo así como un primario de una sola vuelta y quizás un secundario de 20 vueltas para el transformador, a través de un pequeño toroide de ferrita.

Creo que una precisión no ajustada del 1% a 2 MHz es posiblemente una especificación excesivamente estricta para una luz y dará como resultado costos muy altos. Una precisión del 5 % o incluso del 10 % y una estabilidad del ~1 % a cierta temperatura, etc., podrían tener más sentido.

Después de pensar en esto, debo estar de acuerdo en que una precisión del 5% es una especificación mucho más realista. Acerca de los BJT, diría que sesgar el BJT con un solo suministro sería problemático: necesitaría un divisor resistivo con resistencias cercanas al valor de la resistencia de detección actual. Suponiendo un divisor de dos resistencias de 1 Ω y un suministro de 3,3 V, estoy viendo ~2 A de corriente a través de las resistencias. Olvidé mencionar la pregunta, pero este es un dispositivo portátil, por lo que esta solución sería obviamente inaceptable.
Además, dado que se trata de un convertidor resonante, no estoy seguro de si agregar un transformador es una buena idea. Cambiaría ciertos parámetros críticos del circuito, como la frecuencia de resonancia, el factor Q cargado, la coincidencia de carga, etc.
@swineone Debería estar diseñado para no afectar el circuito más de lo que lo haría una resistencia de detección.

Como alternativa, dado que la corriente estará dentro de un rango bastante estrecho, puede intentar algo como

esquemático

simular este circuito : esquema creado con CircuitLab

La idea es que, aunque 170 mV es demasiado pequeño para rectificar, no hay razón para que no pueda amplificarlo hasta que sea lo suficientemente grande. R4, R5 y C3 forman una tierra virtual a 2,5 voltios (para un sistema de 5 voltios) y C1 y R1 acoplan en CA la señal a la que se hace referencia en esta tierra virtual. OA1 es un amplificador operacional de riel a riel bastante rápido como un AD8655. La salida se rectifica en R6 y C2.

Hay dos posibles áreas problemáticas. El paso alto de entrada introducirá algún cambio de fase, pero espero que a 2 MHz eso no sea un problema. El filtro de paso bajo de salida es más problemático. No conozco la dinámica de su bucle, por lo que no puedo decir si la respuesta sería lo suficientemente rápida. Ciertamente, puede cambiar la ondulación por la velocidad, pero realmente no sé si el resultado final sería satisfactorio. El tiempo de ataque lo establece la dinámica del diodo/condensador y el tiempo de caída lo establece la resistencia/condensador.

La idea es interesante, pero el AD8655 es aproximadamente tan caro como el OPA2365 que mencioné en mi pregunta, y también creo que el consumo actual será un poco excesivo debido al divisor resistivo R4/R5 (actualizaré mi pregunta para que quede claro). que es un dispositivo portátil).

La rectificación síncrona usando interruptores analógicos podría funcionar. Tiene una señal sinusoidal de 2 MHz que se puede convertir en una onda cuadrada para impulsar el interruptor analógico. El interruptor analógico se abriría y cerraría a la misma velocidad y fase de la onda sinusoidal a medir. Esto básicamente le da un rectificador de media onda y creo que la rectificación de media onda es todo lo que necesita. Un filtro de paso bajo RC convierte esto en un valor de CC. Se puede convertir a onda completa.

Posiblemente pueda resolver este problema con un circuito de muestra y retención: si puede obtener el tiempo correcto, puede muestrear el pico de la señal que desea medir y esto le da directamente una señal de CC. Para obtener el tiempo correcto, diferencie la señal y use un detector de cruce por cero para producir un pulso que active la muestra y mantenga.

Determinación de la amplitud de una onda sinusoidal de 2 MHz
RespuestasAquíPolítica de privacidad1y, 0v