Reduzca la ondulación de la corriente de salida en los convertidores reductores histeréticos

Este circuito tiene una clara analogía con un termostato. Enciende la calefacción cuando la temperatura ha descendido al límite inferior. De acuerdo con eso, el mosfet se enciende cuando la corriente del inductor ha caído al límite inferior. Cuando el mosfet está encendido, la corriente del inductor crece lentamente hasta que se alcanza el límite superior de la corriente. Luego, el mosfet se apaga y la corriente del inductor decae cuando la energía magnética se disipa en resistencias y también se convierte parcialmente en luz. La temperatura tiene el mismo papel que la corriente del inductor. La capacitancia térmica es igual a la inductancia.

Si agrega un capacitor en paralelo con los LED, en teoría puede reducir la oscilación de la salida de luz durante el ciclo de operación, porque la tapa puede suministrar una parte de la corriente del LED cuando la corriente del inductor decae. Respectivamente, la carga de la tapa absorbe el pico de la corriente del inductor. Pero el beneficio es insignificante porque nadie puede notar que la corriente LED de alta frecuencia oscila a la vista. Por supuesto, la interferencia de radio, que se propaga por la tira de led, disminuye.

Para obtener algún beneficio, la impedancia total del condensador a la frecuencia de funcionamiento debe ser mucho menor que la impedancia dinámica calculada de la tira de LED. El cálculo rápido muestra que 15uF hace todo lo posible, no obtienes nada más si tienes 2000uF. 15uF debe estar libre de resistencia e inductancia no deseadas para ser útil. No estoy del todo seguro de cómo se debe hacer usando condensadores más pequeños para mantener la impedancia total por debajo de 35 mOhm a 300 kHz.

Ahora la respuesta: si no hay interferencias de radio no deseadas ni fluctuaciones de la luz visible, mantenga esa cerámica de 100 nF o nada.

Mi solución y soluciones

Gracias a las otras respuestas, se encontró el problema principal: simplemente mida la corriente LED real y no el divisor de voltaje general con el capacitor (¡por supuesto!), Y estará bien. Pero, ¿cómo hacerlo? Recopilando las respuestas aquí, usted:

• Mida con una resistencia de detección en serie con los LED, dado que la resistencia es en general mucho más baja que la resistencia dinámica general de los LED. Esto puede ser complicado pero factible.
• Extraiga con cálculos el condensador actual, ya que$I = C \frac{dV}{dt}$, que básicamente consiste en multiplicar la pendiente de los V/s por la capacitancia y restarla de la corriente total, pero con esto solo puedes asumir y nunca medir realmente.

Pero encontré una mejor manera de abordar directamente el problema: a 400 mA, el flujo de luz frente a la corriente es bastante lineal, por lo que midí cualitativamente la luz con un fotosensor (el OPT101). La frecuencia es 10 veces su ancho de banda en la configuración estable mínima básica, pero con la ondulación aún bastante visible.

Aquí está la configuración, hecha solo con lo que tenía alrededor. No es perfecto, sucio, pero parece suficiente para funcionar cualitativamente:

La configuración en el lado del controlador LED elegida fue la del OP que me llevó a usar 7.2 µF para reducir la ondulación del 30 % al 5 % en la corriente del LED. Una reducción de 6x. Los cálculos que llevaron a 7,2 µF están en el OP.

Como se muestra en el esquema, con el OPT101 con ganancia DC de 0.5, leyendo directamente en el osciloscopio en modo AC el pin 5, con la atenuación de luz mecánica adecuada, que consiste en mantener el LED lo suficientemente lejos/inclinado para no saturar la salida. ¡Es importante no atenuar desde el controlador! Esto cambiará las características de polarización del LED, la resistencia dinámica y, en consecuencia, la eficiencia de atenuación de la ondulación con un condensador determinado.

Entonces, al leer los resultados obtuve, sin capacitor, una salida del fotosensor de 35 mV _p-p . Spoiler: fotos tomadas en el alcance, no adquisición, tenga en cuenta.

Luego con un capacitor de 2.2 µF, 25 mV _p-p .

Y finalmente con 6,6 µF (que es menos de 7,2 µF, pero era lo que tenía en este momento) he medido 11 mV _p-p .

Ahora, teóricamente con 6,6 µF, sin considerar los parásitos, la ondulación se puede reducir a 27 mA, que es 5,5 veces menor que los 150 mA originales. De las mediciones descritas anteriormente, el voltaje de salida del sensor se reduce más de 3,2 veces.

Lo considero dentro del mismo estadio, ya que no he tenido en cuenta varios parásitos, no idealidades y redondeos de gráficos que pueden contribuir a una atenuación de ondulación más baja. A partir de este resultado confío en la atenuación que se podría obtener con 7,2 µF, ya que al menos los cálculos teóricos parecen ser correctos.

La corriente de ondulación del 30% para la luz LED a esta frecuencia no es diferente en apariencia si estuviera ausente. Esto es por diseño ya que la especificación de histéresis es del 30%. {±15 % típico} . La reducción de la velocidad de respuesta actual también reduce las emisiones radiadas y conducidas.

Pero para un diseño SMPS hipotético que requiera, digamos, un 1 % de ondulación, hay mucho trabajo por hacer. La onda de corriente triangular irregular se produce debido a una corriente de carga mucho más rápida que la carga. Si las corrientes de carga fueran exactamente iguales, no habría ondulación, pero sería lineal y de baja eficiencia.

Para que tenga una ondulación triangular más baja, se debe reducir la histéresis. Esto aumenta la frecuencia de conmutación y también aumenta la pérdida de conmutación que aumenta con la frecuencia de cada transición, pero luego significa valores más pequeños para LC&C y una ESR más baja para ambos.

La energía de almacenamiento del condensador a menudo excede la del inductor y es esta relación de$\sqrt{L/C}=Z_o$que define la impedancia de salida promedio de la fuente a la tasa de conmutación fundamental. Cuanto menor sea la impedancia de la fuente a la relación de carga, menor será el error de regulación de carga, que son iguales inversamente.

La consideración de agregar un capacitor para regular la ondulación de la onda triangular tiene menos efecto que la compensación de adelanto-retraso (diferenciador de ganancia limitada). Esto también mejora el margen de estabilidad de la fase. Pero cualquiera que sea el límite de carga que se use, la ESR baja es esencial.

La regla general para la ESR ultrabaja para mí es << 10us=ESR*C=T~1/2f la cerámica ofrece varios órdenes de magnitud sobre los electrolíticos aquí, pero tiene otras ventajas y desventajas. Los electrolíticos de baja ESR están alrededor de 1 ~ 10 us o 50 k ~ 500 kHz, por lo que si un SMPS está funcionando por encima de esta frecuencia, el rendimiento es marginal o deficiente.