Estoy en el proceso de construir un convertidor CC/CC aislado de 8kW, topología de puente completo.
Estoy viendo algunos fenómenos interesantes en los diodos. Cuando cada diodo se polariza inversamente, aparece un pico de voltaje en el diodo, antes de establecerse en el voltaje del bus de CC esperado. Estos son diodos rápidos de 1800 V (tiempo de recuperación especificado de 320 nS) y los picos alcanzan los 1800 V con solo 350 V CC en el secundario, muy por debajo de mi objetivo de voltaje de salida. El aumento del tiempo muerto no ayuda; la patada todavía aparece cuando el diodo tiene polarización inversa y es igual de grande.
Mi sospecha es que el estrangulador de salida mantiene los diodos polarizados durante el tiempo muerto. Luego, cuando el voltaje del transformador comienza a aumentar en el otro medio ciclo, el diodo se polariza inversamente de manera instantánea lo suficiente como para aparecer como un cortocircuito en el devanado del transformador. Luego, cuando el diodo se recupera, esa corriente se corta, lo que provoca la patada que estoy viendo.
He intentado algunas cosas. En un momento, agregué un diodo flyback en paralelo a mi puente. Usé los mismos diodos de recuperación rápida que están en mi puente. Esto no tuvo ningún efecto aparente en los picos. Luego intenté agregar un límite de .01 uF en paralelo a mi puente.
Esto redujo los picos a un nivel más manejable, pero la impedancia reflejada de ese límite causó problemas significativos en el primario. ¡Mis tapas amortiguadoras han duplicado su temperatura!
Se presentan algunas posibilidades:
1) He diagnosticado el problema incorrectamente. Estoy 95% seguro de que estoy viendo lo que creo que estoy viendo, pero me he equivocado antes.
2) Utilice un rectificador síncrono. No debería tener problemas de recuperación inversa con eso. Desafortunadamente, no conozco ningún JFET de bloqueo inverso en este rango de potencia, y no existe un MOSFET de bloqueo inverso. Los únicos IGBT de bloqueo inverso que puedo encontrar en este rango de potencia tienen peores pérdidas que los diodos.
EDITAR: Me acabo de dar cuenta de que no he entendido bien la naturaleza de un rectificador síncrono. No necesito FET de bloqueo inverso; los FET conducirán drenaje-fuente.
3) Use diodos de recuperación cero. Nuevamente, problemas con pérdidas y costos.
4) Desaire las patadas. Parece que consumiría demasiada energía, del orden del 20 % de mi rendimiento total.
5) Agregue núcleos saturables en línea con los diodos. Dos de los núcleos saturables más grandes que pude encontrar apenas abollaron mis patadas.
6) Utilice una topología resonante de conmutación de corriente cero. No tengo experiencia en esa área, pero parece que si la corriente en el primario cambia más suavemente, el voltaje en el secundario también debería cambiar más suavemente, dando a los diodos más tiempo para recuperarse.
¿Alguien más se ha enfrentado a una situación similar? Si es así, ¿cómo lo resolviste? Editar: hoja de datos FET del lado primario aquí .
Flagelando a los FRED
Los convertidores alimentados por voltaje con aislamiento de transformador exhibirán repiqueteo en el secundario. El timbre es causado por inductancias y capacitancias parásitas en el circuito, siendo los elementos dominantes la inductancia de fuga del transformador ( ) y capacitancia de unión ( ) de los diodos del puente. La hoja de datos del diodo muestra de 32pF. Voy a hacer una conjetura ingenua en de 500nH, pero habrá que medirlo para saberlo realmente. Entonces, un LC de 500nH y 32pF es lo que debe ser rechazado.
La amplitud de pico sin desaire será , dónde es la relación de transformación del transformador y el factor de 2 es lo que obtienes para una resonancia Q alta.
Hay diferentes tipos de amortiguadores de tensión; Sujeción, transferencia de energía resonante y disipativa. Los tipos de sujeción y resonante requieren más piezas y cierta participación de interruptores activos, lo que creo que los hace poco prácticos para este caso. Por lo tanto, solo voy a cubrir los amortiguadores disipativos porque son los más simples y funcionan bien con interruptores pasivos (como diodos o rectificadores síncronos).
La forma de amortiguador disipativo que cubriré es una serie RC colocada en paralelo con cada diodo puente.
Algunos datos sobre los amortiguadores RC:
Algunas pautas y qué esperar de los amortiguadores RC:
Para de 500nH y de 32pF, Zo será de 125 ohmios. Asi que, sería 125 para que coincida con Zo. Puede que tenga que afinar esto un poco ya que es no lineal y cae con voltaje inverso.
Elección de la tapa del amortiguador : Escoger . Los valores más altos en el rango proporcionan una mejor amortiguación. Por ejemplo, de resultará en un pico de voltaje de diodo de , tiempo de resultará en un pico de voltaje de diodo de .
El rendimiento del amortiguador disipativo no mejorará para valores mayores que .
Pérdida de potencia , con un voltaje de pedestal de 1250V y F de 50KHz.
de brinda la mejor amortiguación con un voltaje máximo de 1.2 veces el voltaje del pedestal, pero puede ahorrar algo de energía con tapas de amortiguamiento más pequeñas si puede soportar el voltaje máximo más alto.
Este es un problema de snubbering clásico. Un diodo no puede pasar instantáneamente de conducción a bloqueo; la carga en la unión PN debe eliminarse, y un amortiguador RC en cada diodo debería ayudar con esto.
Solía diseñar arrancadores suaves industriales y en las unidades de media tensión tuvimos mucho trabajo de diseño en torno a este aspecto en particular. Ha pasado mucho tiempo desde que trabajé en esta industria en particular, por lo que no recuerdo los valores del amortiguador, pero probablemente comenzaría con 0.1uF y tal vez 49 ohmios y vería dónde comienzan a temblar las cosas a partir de ahí.
¡Corriente de recuperación inversa de 60 A! (de la hoja de datos) Eso tiene que ir a alguna parte...
Al igual que Andrew Kohlsmith, mi primer pensamiento sería un amortiguador RC en CADA diodo, pero soy reacio a dar esa respuesta a menos que pueda encontrar precedentes con una potencia similar. Andrew parece tener la experiencia para hacer ese juicio; al no haber trabajado en energía industrial, ¡no lo hago!
Pero hagamos algunos números: como su corriente directa promediará algo así como 25A (8kw, 350V) usemos el mismo valor para Irm - 25A * Trr=230ns da una carga almacenada aproximada de 5.75 uC, que cargaría un capacitor de 0.1uf a un 57V más manejable. Pero 25A * 49R es un poco alto (!) - este cálculo crudo sugeriría 4 ohmios (o incluso 2) en lugar de 49 como punto de partida para la resistencia amortiguadora.
Repito: no he trabajado en energía industrial, así que eso es lo que me dicen los números. Agradecería el comentario de Andrew dados estos números.
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Esteban Collings
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