Interruptor de lado alto MOSFET de canal P

Conocer el voltaje que se cambia y la corriente máxima mejoraría en gran medida la calidad de respuesta disponible.

Los MOSFETS a continuación brindan ejemplos de dispositivos que satisfarían sus necesidades a bajo voltaje (por ejemplo, 10-20 V) a corrientes más altas de las que cambiaría en la mayoría de los casos.

No es necesario modificar el circuito básico; úselo tal como está con un FET adecuado, como se muestra a continuación.

En el modo de estado estacionario, el "problema" se soluciona fácilmente.

• Un MOSFET dado tendrá una resistencia de encendido bien definida a un voltaje de accionamiento de puerta dado. Esta resistencia cambiará con la temperatura, pero generalmente en menos de 2:1.

• Para un MOSFET dado, generalmente puede disminuir la resistencia aumentando el voltaje de activación de la puerta, hasta el máximo permitido para el MOSFET.

• Para una corriente de carga y un voltaje de accionamiento de compuerta dados, puede elegir el MOSFET con la resistencia de estado más baja que pueda permitirse.

• Puede obtener MOSFETS con Rdson en el rango de 5 a 50 miliohmios a corrientes de hasta 10 A a un costo razonable. Puede obtener algo similar hasta, digamos, 50A a un costo creciente.

Ejemplos:

A falta de buena información, haré algunas suposiciones. Estos pueden mejorarse proporcionando datos reales.

Suponga que 12V se cambiará a 10A. Potencia = V x I = 120 vatios.
Con un Rdson caliente de 50 miliohmios, la disipación de potencia en el MOSFET será I^2 x R = 10^2 x 0,05 = 5 vatios = 5/120 o alrededor del 4 % de la potencia de carga.
Necesitaría un disipador de calor en casi cualquier paquete.
A 5 miliohmios, la disipación de calor Rdson sería de 0,5 vatios. y 0,4% de potencia de carga.
Un TO220 en aire quieto manejaría eso bien.
Un DPak / TO252 SMD con un mínimo de cobre de PCB manejaría eso bien.

Como ejemplo de un MOSFET SMD que funcionaría bien.
2,6 miliohmios Rdson en el mejor de los casos. Digamos unos 5 miliohmios en la práctica. 30V, 60A nominal. $1 en volumen. Probablemente unos pocos $ en 1's. Nunca usaría el 60A, ese es un límite de paquete.
A 10A, eso es una disipación de 500 mW, como se indicó anteriormente.
Los datos térmicos son un poco inciertos, pero suenan como una unión de 54 C/vatio al ambiente en un estado estable de PCB FR4 de 1" x 1".
Entonces, alrededor de 0.5W x 54 C/W = aumento de 27C. Di 30C. En un recinto obtendrá una temperatura de unión de quizás 70-80 grados. Incluso en Death Valley en pleno verano debería estar bien. [Advertencia: ¡NO cierres la puerta del baño en Zabriski Point a mediados del verano!] [Incluso si eres una mujer y el infierno'

Hoja de datos AN821 adjunta a la hoja de datos: excelente artículo sobre problemas térmicos de SO8

Por $ 1.77/1 obtienes un dispositivo TO263 / DPak bastante bueno.
¡La hoja de datos a través de aquí incluye un mini NDA! Limitado por NDA: léalo usted mismo.
30v, 90A, 62 K/W con cobre mínimo y 40 k/W con un susurro. Este es un MOSFET impresionante en este tipo de aplicación.
Menos de 5 miliohmios alcanzables en muchos 10 de amperios. Si pudiera acceder al troquel real, posiblemente podría encender un automóvil pequeño con esto como el interruptor del motor de arranque (especificado en 360A en los gráficos), PERO los cables de conexión tienen una clasificación de 90A. es decir, el interior del MOSFET supera con creces la capacidad del paquete.
Por ejemplo, 30 A de potencia = I^2 x R = 30^2 x 0,003 = 2,7 W.
0,003 ohmios parece justo después de mirar la hoja de datos.

La carga no es el problema principal para mantener los Rds lo más bajos posible, es en los Vgs en los que debe concentrarse.
Para un PMOS, cuanto menor sea el voltaje de la puerta, menor será el Rds (como señala Russell, mayor Vgs absoluto ). Esto significa que, en este caso, el punto más bajo de la señal de entrada causará el Rds más alto (si es una señal de CA)

Así que hay 4 opciones que vienen a la mente:

1. Baje el voltaje de la puerta (aumente los Vg absolutos) tanto como sea posible (mientras se mantiene dentro de las especificaciones, por supuesto)

2. Aumente el nivel de CC de la señal (o reduzca la oscilación pk-pk)

3. Use un MOSFET de 4 conductores (para que pueda sesgar el sustrato por separado de la fuente) para que el voltaje de la señal no afecte los Rds.

4. El obvio que va con todo lo anterior: use un MOSFET con un Vth / Rds muy bajo

5. Si es una opción, usar un segundo MOSFET en paralelo reducirá la resistencia total a la mitad, por lo que la disipación de energía se reduce a la mitad. Esto significa que la disipación de potencia de cada MOSFET individual es 0,25 de la versión de un MOSFET. Esto supone una coincidencia ideal de Rds (los MOSFET tienen un tempco positivo y los componentes del mismo lote estarán bastante cerca, por lo que estará cerca). Esto marcaría una gran diferencia, por lo que puede valer la pena el espacio/costo adicional.

Para mostrar cómo varía Rds con la señal de entrada, eche un vistazo a este circuito:

Simulación:

El trazo verde es la señal de entrada y el trazo azul es el MOSFET Rds. Podemos ver que el voltaje de la señal de entrada cae, Rds aumenta, muy bruscamente por debajo de un Vgs de ~ 1 V (el voltaje de umbral para este MOSFET probablemente esté alrededor de este nivel)
Tenga en cuenta que el voltaje solo cae un poco al comienzo del MOSFET. apagado; esto sucede muy rápidamente, incluso unos pocos milivoltios más producirían Rds considerablemente más altos.

Esta simulación muestra que cuando el MOSFET se enciende por completo, la carga debería tener muy poco efecto:

El eje X es la resistencia de carga (R_load) y el trazo azul es el MOSFET Rds en el rango de 1Ω a 10kΩ. Podemos ver que Rds varía en menos de 1 mΩ (sospecho que las transiciones bruscas son solo SPICE, pero el valor promedio debería ser razonablemente confiable) El voltaje de la puerta fue de 0 V y el voltaje de entrada fue de 3 V CC.