¿Funcionará este circuito ADC según lo previsto?

Vref
Dado que usa el mismo voltaje para el divisor de resistencia y Vref, la lectura de ADC será independiente de ese voltaje: si su lectura de ADC es 123 a 3,3 V, también será 123 a 3,0 V. Entonces, el valor absoluto de Vref no es realmente importante.

No obstante, es una buena idea tener un Vref que sea independiente de otros circuitos. En su esquema, los 3.3 V también se usan para suministrar energía al comparador y al ADC. Al menos usaría un filtro RC para obtener Vref de esos 3.3 V. Como dije, el valor real de Vref no es importante, por lo que puede permitirse una caída de voltaje en la resistencia, lo que permite una frecuencia de corte más baja.

Comparador
Es posible que su comparador no funcione. Su voltaje de referencia está en 0 V, que es el voltaje más bajo en el circuito. Muchos comparadores tienen una histéresis incorporada, lo que significa que la +entrada tendrá que ir un poco por debajo de la -entrada para que la salida vuelva a ser baja, y no puede hacer eso. Use un divisor de resistencia para elevar un poco el umbral, como alrededor de 50 mV.

1 % de precisión
Lo siento, pero esto no funcionará en absoluto. Para el rango de 1 Ω, tiene un divisor de resistencia de (10 kΩ + 1 Ω) | 100 kΩ. El 1 Ω es el 0,01 % de los 10 kΩ con los que está en serie; si desea saberlo con una precisión del 1 %, deberá comenzar por conocer el valor de 10 kΩ con una precisión de 1 ppm. Un cambio de temperatura de 1 °C ya ahogará el valor de 1 Ω.

Además, el rango de 1 Ω - 10 MΩ es demasiado grande para un solo divisor.

Este gráfico muestra la salida del divisor en relación con la escala completa del ADC. Tenga en cuenta que la lectura apenas cambiará entre 1 Ω y 1 kΩ. Incluso con un ADC preciso de 22 bits, una resistencia de 1 Ω y una de 1,03 Ω darán la misma lectura. Tenga en cuenta que la resolución de 22 bits no significa precisión de 22 bits. Lea la hoja de datos del ADC y tenga en cuenta que 1 LSB es 0,25 ppm. Entonces todo importa: esa traza de PCB de 5 cm puede introducir más que un error LSB, por ejemplo. Un ADC de 22 bits no ayuda aquí. Usaría diferentes divisores para cada década.

editar con respecto al circuito actualizado
Tienes R1, R5, R7, R9 y R13, todos en paralelo, dando un equivalente de una sola resistencia de 9 &Omega. Quería agregar esto sobre tu R1 en el circuito original, pero lo olvidé. No sirve para nada, simplemente reduce el rango de medición para resistencias bajas en un 10 %. Puedes ver en los gráficos que solo vas al 90 % de FS, y R1 es el responsable de eso. Zanja. Así que eso va para los otros que resumí también.
R2 siempre será paralelo a una de las otras resistencias, por lo que también debe cambiar eso o eliminarlo.

El voltaje de su divisor de resistencia todavía está conectado a Vcc. Para tener medidas independientes del voltaje se debe conectar a Vref.

El Si5406 que usas es bueno: tiene un bajo$V_{GS(th)}$y$R_{DS(ON)}$. Sin embargo, tenga en cuenta que tiene una corriente de fuga de hasta 1 µA, lo que distorsionará especialmente sus mediciones de alta resistencia. (Es una de las cosas que hace que las mediciones de precisión sean tan difíciles). Sin embargo, otros FET no lo hacen mucho mejor: incluso los llamados FET de "baja fuga" pueden tener un valor alrededor de eso, aunque a un nivel más alto.$V_{DS}$. Una solución puede ser usar relés de láminas en lugar de FET.

editar: ajuste fino y algunos pensamientos finales
, lo sé, agregar FET U10 fue mi sugerencia, pero cambié de opinión: lo eliminaremos nuevamente y usaremos una resistencia fija de 1 MΩ allí. No solo nos ahorra una parte, sino que también estaba la corriente de fuga del FET: no tenemos un buen valor para la resistencia equivalente que representa, y cuando usamos una resistencia fija sabemos lo que tenemos.

También jugué un poco con los diferentes divisores y descubrí que solo necesitamos dos: el de 100 Ω y el de 10 kΩ.

La parte izquierda del gráfico muestra la entrada del ADC en relación con FS con U6 encendido, la parte media con U8 encendido y la parte derecha sin ninguno, solo el R2 fijo de 1 MΩ.

Este gráfico muestra la diferencia en la lectura del ADC para una diferencia del 1 % en el valor de la resistencia. Por ejemplo, una resistencia de 100 Ω y una de 101 Ω dan una diferencia de conteo de 10 000, ¡eso es más de 13 bits! Incluso en el peor de los casos, para 1 Ω y 10 MΩ, la diferencia es de más de 256 cuentas u 8 bits. Esto significa que aquí también podríamos haber usado un ADC de 14 bits. Sin embargo, el de 22 bits no está mal: es un sigma-delta, que sufre menos ruido.

Para obtener la precisión requerida del 1 %, hay algunas cosas que aún deben revisarse. Primero las resistencias para el divisor tienen que ser piezas de precisión, obviamente: 0.1 %. Todavía existe la corriente de fuga del FET, lo que puede causar un gran error en los valores de alta resistencia. Usted menciona un precio de 5 dólares por el relé de lengüeta, pero encontré algunos, también en Digikey, que cuestan solo 1 dólar, y ahora solo necesitará dos de ellos. Sin embargo, necesitan 5 V, o al menos 3,75 V.

Otras corrientes de fuga. Para el comparador, tome una versión CMOS, luego la corriente de polarización de entrada será insignificante. Pero el ADC tiene una impedancia de entrada diferencial de 2,4 MΩ típica. Si fuera una resistencia fija, podríamos tomarla en los cálculos, pero es muy desconocida, por lo que es mejor que usemos un amplificador operacional de búfer CMOS para la señal allí también.

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Si intercambia las entradas del comparador, no necesitará el inversor, y tampoco se necesita la resistencia pull-up R14 si usa un comparador MCP6541, que tiene una salida push-pull.

Estoy un poco confundido por los búferes 74ABP04 para controlar los relés. Los números de los pines no concuerdan con la hoja de datos y los pines 1 y 4 parecen pines habilitados, que el '04 no tiene. De todos modos, habría usado transistores NPN comunes allí, ya que son mucho más baratos. Solo necesitarías P1.2 y P1.11. Las resistencias base de 4,7 kΩ le darán una corriente base de 0,5 mA, suficiente para los relés de láminas. No olvide los diodos en las bobinas de los relés.

El voltaje de compensación del amplificador operacional del búfer es de hecho un problema. Encontré el MCP6071 , que tiene una corriente de polarización de entrada muy baja (1 pA típico, 100 pA máximo), pero el voltaje de compensación sigue siendo de 150 µV. La retroalimentación de la salida a la entrada inversora también debe tener la misma impedancia que la impedancia en la entrada no inversora, pero eso no es constante. Puede recortar el desplazamiento con un potenciómetro y una resistencia en serie alta como 100 kΩ a la entrada inversora.

No olvide desacoplar los condensadores para el comparador y las fuentes de alimentación del ADC.

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¡Ya casi llegamos! No se requieren resistencias en serie con los relés; la resistencia de la bobina del relé limita la corriente y, además, la resistencia en serie reducirá el voltaje de la bobina para que el relé se active o no. Tomaría la entrada del comparador de la salida del búfer, de modo que el divisor de resistencia solo vea la entrada del búfer. Y la recortadora de compensación funcionará, pero sea demasiado sensible al más mínimo giro de la recortadora. Reduzca la sensibilidad colocando una resistencia de 470 kΩ entre el limpiaparabrisas del potenciómetro y la entrada inversora del opamp.

La estabilización de Vref es obligatoria si desea lecturas precisas y estables. Además, no veo ningún condensador de desacoplamiento allí, pero también es cierto, no sé si es otra placa o solo una pieza de una más grande; aún así, son necesarios. Es posible que el suministro de circuitos integrados no lo necesite tanto como las sondas, por lo que se debe utilizar un circuito integrado estabilizador (LT1084-3.3, por ejemplo). En cuanto a los condensadores para estabilizar, podría agregar uno en paralelo con R2, pero también con un diodo antiparalelo, un BAT54 servirá (o 1N4148, dependiendo de los valores mínimos por debajo de GND que acepten los circuitos integrados, consulte sus hojas de datos).