Fallo del controlador al conducir el mosfet IRF3710 con el controlador IR2101

Hice un circuito de controlador usando el controlador IR2101 y un mosfet IRF3710 bastante grande. El circuito funciona hasta cierta corriente a través del mosfet, pero luego el controlador falla misteriosamente y eleva ambos mosfet generando un cortocircuito en la salida. Estoy usando 3x de estos circuitos para impulsar un motor BLDC con una resistencia de devanado de 0,5 ohmios. Puedo alcanzar corrientes de aproximadamente 3A a través del motor antes de que falle uno de los controladores.

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IRF3710 tiene una capacitancia de entrada de ~3100pF y una carga de compuerta total de 130nC según las hojas de datos. En términos de voltaje utilizado para impulsar la carga, solo he subido a 30v hasta ahora. Independientemente de si uso 12 V o 30 V para impulsar la carga, el controlador parece fallar cuando la carga consume alrededor de 3 A. Cuando falla el circuito, se produce un cortocircuito en la fuente, pero nada se calienta (tengo un límite de corriente en la fuente de alimentación, por lo que la corriente del cortocircuito nunca supera los 5 A). Aún así, me parece preocupante que la falla del controlador provoque que ambos mosfets se enciendan y provoquen el cortocircuito. Si bien tendré protección contra sobrecorriente en el circuito final, todavía lo encuentro bastante malo y me gustaría asegurarme de que las posibilidades de este tipo de falla sean casi inexistentes.

Tengo algunas teorías sobre cuál puede ser el problema, pero no he podido precisar exactamente qué es porque creo que tiene algo que ver con una condición transitoria que ocurre muy rápidamente y no me da suficiente tiempo para verlo en el visor. . Los chips IR2101 fallaron repetidamente en 1 o 2 de las etapas durante mis pruebas recientes. El motor gira hasta cierto punto, luego, a medida que aumento la velocidad del motor (la corriente también aumenta), uno o más de los controladores fallan. Sin embargo, ninguno de los mosfet ha fallado hasta ahora.

Mi circuito actual que falla no tiene los diodos sobre la resistencia para retrasar aún más el encendido. Sin embargo, estoy usando la generación interna de tiempo muerto en el lado del microcontrolador. También he estado usando condensadores de 0.1uF sin ninguna diferencia en la forma de onda de conmutación. Mi tarifa pwm es de 30Khz. Además, en mi circuito de prueba, las resistencias divisoras de voltaje de detección más a la derecha no están montadas.

Soy consciente de que el controlador 2101 quizás no sea el chip óptimo para controlar estos mosfets grandes porque solo puede proporcionar 130 mA de corriente de control de compuerta. La hoja de datos también especifica una corriente negativa de 270 mA, pero no entiendo muy bien qué significa eso. ¿Es la corriente generada cuando se descarga la compuerta?

Preguntas

  1. ¿Podría haber un problema con el uso de un condensador más pequeño además de tiempos de encendido más lentos?
  2. ¿Podría ser un problema que la corriente negativa se especifique en 270 mA y la corriente de descarga de la puerta sea más alta que eso y pase directamente a través del controlador que lo quema?
  3. ¿Sería ir2110 una mejor opción de controlador para estos mosfets? ¿Hay algún otro controlador similar a los que uso en este momento que pueda proporcionar corrientes mucho más altas (suponiendo que la clasificación actual sea el problema)?
  4. ¿Puede funcionar el circuito anterior o tengo que rediseñarlo por completo?
  5. ¿Debería usar una resistencia más grande en serie con la puerta para proteger el controlador contra posibles corrientes inversas? (si eso es incluso un problema posible aquí).

Editar: el problema de la falla del chip del controlador ocurre cuando el motor se acelera y la corriente a través del motor es de alrededor de 3A. Actualmente no he realizado ninguna otra prueba además de hacer girar el motor (se utilizan tres circuitos idénticos para impulsar una fase cada uno). Por lo general, el controlador en una de las fases falla. Al principio sucedió dos veces cuando el controlador se alejaba del conector de 48v. Sin embargo, la última falla ocurrió en dos controladores a la vez: el más cercano al conector de 48v y el más alejado. El del medio continuó cambiando normalmente: los rotos se bloquearon con ambos mosfet encendidos, lo que provocó un cortocircuito en el riel de alimentación. Reemplazar los chips del controlador soluciona el problema, solo hasta la próxima falla.

editar:
diseño actual (trabajo en progreso). He agregado una sola tapa de 47uF 63v en el medio en la parte superior.
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Resumen de soluciones de trabajo

Hasta ahora, agregar tapas de derivación en el riel de 48v parece ser la solución (agregué un electrolítico de 47uF 50V y 2 cerámicos de 0.1uF). Creo que es pronto para decir si esto realmente hizo que el problema desapareciera por completo, pero después de más pruebas hoy, no se quemaron los chips de los controladores. Pude hacer girar el motor a velocidades a las que consume 5A y hacer giros instantáneos desde cero hasta aceleración máxima, así como paradas instantáneas sin quemar nada hasta ahora.

  • Condensadores de derivación agregados
  • Resistencias en serie de compuerta reducidas de 100 ohmios a 36 ohmios
  • Diodo agregado en la ruta desde el suministro de 48v al puente (evita que la corriente regenerativa regrese a la fuente de alimentación)
  • Recorte de voltaje agregado a través del riel de 48v (TVS/Zener) para permitir que los picos de voltaje regenerativo vayan a tierra (proporciona un camino muy necesario para picos de alto voltaje cuando la corriente no puede fluir de regreso a la fuente de alimentación)

La nota de aplicación AN-978 también fue muy útil: http://www.infineon.com/dgdl/an-978.pdf

Por favor publique el diseño. Sospecho que es un pico inductivo o algo...
Mi primera idea es proteger el pin VS contra sobreimpulsos negativos con TVS de 15V en paralelo a C6.
@Bogumil Nunca he visto tal configuración. ¿Puede explicar cuándo ocurriría tal condición y cómo ayudaría colocar un televisor a través del capacitor? La hoja de datos dice que el controlador está operativo hasta un voltaje de conmutación de 600 V. Supongo entonces que tanto los pines VS como los VB tendrían suficiente protección hasta tales niveles.
@Martin Hoja de datos máx. absoluto. la tabla de clasificaciones especifica VSmin = VB-25V, la tabla recomendada dice 10-20V. No menciona que está protegido internamente.
No usaría un controlador de este tipo en una aplicación de alta confiabilidad. Podría diseñar un controlador de lado alto que tendría una penalización en el espacio de PCB en comparación con el chip. Con su baja potencia y voltaje en estos días, un canal P estaría bien. Antes de las cosas volverse demasiado radical, ¿por qué no hacer una derivación adecuada en el riel de 48 V y colocar algunos, digamos, 100 V? Diga 3A schottkies en el DS de cada N chan fet y diga un zener de 18 V en gs de cada fet. D3 puede explotar, así que determine su voltaje calificación
De acuerdo. Omitir 48v está en mi lista de todos modos. Pronto también tendré pcbs adecuados y probaré diferentes componentes. D3 está clasificado en 40v. Creo que he visto en algún lugar de la hoja de datos de ir2101 que VB nunca supera algo así como 2x voltaje de suministro. Para mí, el voltaje en VB es 24v (2x 12v), lo que debería estar bien, creo. ¿Debo seguir usando un diodo de clasificación de voltaje más alto? (por cierto, el diodo parece estar bien después de la falla. No hay cortocircuitos y la caída de voltaje medida con un multímetro sigue siendo la misma que en una pieza nueva).
@Bogumil ¿Está hablando de un posible problema debido a la carga inductiva? Verificaré con el alcance una vez que la placa vuelva a funcionar y veré si el subimpulso está significativamente por debajo de esta clasificación. Sin embargo, dice en la siguiente columna que el máximo es 625v, por lo que VB está protegido al menos. Editar: de hecho, ahora que también estoy mirando esa tabla, dice que el valor máximo para VS es VB + 0.3v, por lo que sería 625.3V ...
¿Qué controlador usarías personalmente?
Si los 48 V no se desvían correctamente, entonces, por supuesto, todo explotará debido al pico de voltaje causado por la energía almacenada en la inductancia del cableado que no tiene adónde ir.
Además, ¿cuál es su tasa de cambio? 130nC y 130mA implican 1 uS de tiempo de carga de puerta, ¿qué proporción de un ciclo es esa? 130mA también implica 13V a través de esas resistencias de compuerta, así que estoy de acuerdo con Marko sobre su valor...
Mirando el alcance, diría 10-20% del ciclo. Mediré esto cuando arregle el tablero y veré exactamente qué tan rápido sube el voltaje a 24v en la puerta. También parece que la hoja de datos dice que VB puede alcanzar el voltaje de suministro del motor, por lo que revisaré el diodo. Sin embargo, no creo que este sea el problema en este momento porque la falla ocurre incluso a 12v en los rieles de 48v. Lo principal que noté es que la falla ocurrió repetidamente cuando la corriente del motor alcanzó alrededor de 3A. Esto fue una falla del chip del controlador en sí, ya que el cambio del chip del controlador reanudó la operación y luego falló nuevamente en 3A.
@peufeu gracias. Definitivamente colocaré una tapa de derivación grande en ese riel para mi próxima prueba. Sin embargo, ¿puede explicar por qué esta energía dañaría el chip del controlador? ¿Es porque VS sería conducido por debajo de la calificación del conductor? Si uso un bypass electrolítico en carril de 48v, ¿también debo ponerle una cerámica en paralelo?
¿Cuál sería la forma "adecuada" de omitir 48 V en el caso de 3 de estos controladores juntos en la misma placa? ¿Debo poner 3 tapas lo más cerca posible a través de cada par de mosfets o sería suficiente con una tapa grande donde el cable de alimentación se conecta a la pcb?
Sí, VB nunca supera el doble del voltaje de suministro, pero este esquema muestra un voltaje de suministro de 48 V y un diodo 1n5819 que solo está clasificado para 40 V.
@davidcary: aceptado. Se revisará para la versión final. El problema actual no es el diodo, ya que ocurre incluso con un suministro de 12v. Necesito resolver el problema actual primero.
@peufeu: en esta última versión he intentado minimizar la distancia entre los pines del controlador y los mosfets. Todavía estoy descontento con algunas otras pistas que son demasiado largas. Aquí hay una versión anterior de la placa en la que se han producido problemas actuales con el controlador: imgur.com/Ah70HJV (El IC en la parte superior izquierda y derecha son sensores de corriente y derivaciones que actualmente no están montados. En cambio, el 48v va directamente al mosfet izquierdo y derecho)
Tal vez podría idear alguna prueba que pueda aislar mejor el problema. Definitivamente intentaré el bypass en 48v a continuación (solo soldaré un capacitor a los rieles de alimentación en una placa existente) pero me gustaría asegurarme de que no haya ningún otro problema que esté enmascarado en alguna parte. Estos fallos han dañado un poco mi confianza en el piloto. Tal vez el bypass sea el problema, ya que ocurre cuando el motor se acelera y la fuerza contraelectromotriz podría no tener adónde ir... si esa es la causa principal, entonces está bien. ¿Qué más puedo hacer para asegurarme?
Buena suerte. Para el beneficio de futuros lectores, considere agregar un enlace a la nota de aplicación IR AN-978 a la pregunta.
¿Qué tolerancia de voltaje entre GND y VSS, si 48 voltios en 5 nanosegundos? Una vez limpié un proceso de silicio que funcionaba bien en CC y bordes de 100 nanosegundos; a los 10 nanosegundos, la inyección de carga del sustrato mató el circuito.
Noté un sonido en la puerta del mosfet. Estaba oscilando justo después del aumento del pulso pwm. Primero fue evidente cuando realmente acerqué el borde del pulso. Mi suposición es que fue causado por trazas un poco más largas de lo que sería óptimo en mi primera placa, por lo que para la próxima prueba intentaré reducir la distancia entre el conductor y la puerta tanto como sea posible.
@Martin, sí, me refiero a la subestimación debido a la carga inductiva, el diseño, las altas frecuencias o lo que sea. Mire arriba de la tabla de clasificaciones absolutas, VB es 625V referenciado a COM, no a VS. También encuentre la abrazadera de suministro p2.4 en AN-978 de Infineon.
Se agregó una tira zener (usará TVS cuando lleguen), se reforzó el banco de capacitores y se agregó un schottky de protección para evitar que la corriente regenerativa vaya a la fuente de alimentación. Los dos diodos realmente hicieron una gran diferencia para un frenado rápido sin freír las cosas. También consideraré agregar un relé para el frenado automático cuando se desconecte la alimentación y también encontré la idea de colocar un estrangulador LC en la línea del motor para filtrar el ruido de alta frecuencia. ¡Muchas ideas para evaluar! Gracias.

Respuestas (3)

De acuerdo, al ver su diseño, la razón por la que falla es la falta de desacoplamiento en el riel +48. Esto se puede manifestar de dos formas:

  • Cuando el FET superior se apaga, la corriente en los cables de suministro no puede llegar a cero lo suficientemente rápido debido a la inductancia del cableado. Esta inductancia crea un pico de voltaje positivo en el riel +48, ​​que hace estallar los FET y el controlador. El pico será proporcional a la corriente, por lo que solo sopla a alta corriente.

Solución: desacoplar el carril +48.

  • Si el motor se usa como generador (frenado regenerativo), la energía que genera terminará en el riel de +48 V, lo que hará que aumente el voltaje.

Solución: si usa el motor como freno, necesitará algo para absorber esta energía, como un comparador que enciende un FET y descarga la energía extra en una resistencia si los +48V exceden, digamos, los +50V.

Cómo desacoplar:

  • Agregue MLCC de 100 nF o más, uno por FET, lo más cerca posible de los desagües.
  • Agregue tapa(s) de baja ESR, con corriente de ondulación nominal para la corriente del motor.
Ok, parece que estamos en algo aquí. Probaré la próxima semana y daré mi opinión sobre si esto resuelve el problema. Sin embargo, una pregunta: ¿a través de qué mecanismo sopla el controlador? Los FET nunca me han fallado, solo falla el controlador. ¿Es porque este pico de voltaje en el drenaje del FET superior también crea un pico de voltaje en la puerta cuando se descarga y este pico es absorbido por el chip del controlador y quema el chip?
¿Debo desacoplar cada FET o cada par? Si desacoplo cada FET, eso significaría que la tapa se colocaría entre el drenaje y la fuente de cada fet. ¿Es eso correcto? Además, sus dos últimas sugerencias: ¿son mutuamente excluyentes? ¿Dónde quiere decir que debo colocar las tapas de baja ESR?
Lo siento, quise decir una tapa de cerámica entre +48 y GND en cada par FET, para el desacoplamiento del suministro local. También agregaría tapas electrolíticas, la que pones en tu diseño parece estar en el lugar correcto. Dado que estos llevarán ondulación de corriente HF, asegúrese de que estén clasificados para su corriente de ondulación (use la clasificación de 100 kHz en la hoja de datos). En cuanto a por qué explota, no tengo idea, pero los picos pueden acoplarse a través de las capacitancias FET e ir al lugar equivocado...
Esto parece funcionar. Puse un electrolítico de 47 uf y 2 tapas de cerámica de 0.1 uf en mi tablero de prueba y pude conducirlo hasta 25v 5A y hacer giros instantáneos de cero a aceleración máxima y también paradas instantáneas y parece estar bien. También he reducido la resistencia en serie de la puerta a 36 ohmios.
Buenas noticias entonces ;)

La resistencia de la compuerta está muy por encima de los 100 ohmios, se supone que las resistencias paralelas R17 y R18 no deben estar allí, ya que solo estropean el rendimiento del puente. No estoy seguro si los diodos D8 y D9 sin una resistencia en serie están bien.

Debe leer la hoja de datos y alguna nota de aplicación, y no poner elementos "por cierto" con los esquemas que obtuvo en sus sueños.

Por qué ha fallado: debido a que las resistencias de la puerta son demasiado grandes, el tiempo de subida de conmutación es muy grande, por lo tanto, los MOSFET son conductores cruzados al mismo tiempo que hacen un cortocircuito.

EDITAR:

Puedes probar (solo mi opinión, sin cálculos):

  1. Eliminar R17 y R18

  2. Retire los diodos D8 y D9

  3. Reemplace las resistencias R15 y R16 con resistencias de 10 ohmios.

1. Mi razón para R17 y R18 es como resistencias desplegables para bajar la puerta y asegurarme de que no se encienda accidentalmente debido a perturbaciones si el controlador no lo maneja. Otras personas tuvieron más problemas sin ellos al usar los controladores ir21xx.
2. Los diodos son para retrasar el encendido y asegurarse de que el apagado sea muy rápido. Como mencioné en mi publicación, estos no están presentes en mi tablero de prueba en este momento. Los he agregado al esquema después. Así que no son parte del problema en este momento. 3. Intentaré esto definitivamente para mi próxima prueba. ¿Es posible ir demasiado bajo aquí? He visto esquemas usando 330 resistencias. No encuentro que el tiempo de subida sea un problema. Tengo suficiente tiempo muerto para asegurarme de que las puertas no se acorten. El cortocircuito ocurre después de que falla el chip del controlador porque entonces conduce a ambas puertas a un estado alto (muy mala manera de fallar).
@Martin Aumentar el Rg no retrasará el tiempo de encendido, pero haría un encendido lento. Un encendido lento genera una gran pérdida de conmutación, que se convierte en calor y posiblemente destruye el MOSFET. Donde has visto resistencias de 330, podria ser que fueran de 3.3 ohm? Tiene más sentido.
@Marco: Algunos consejos contradictorios aquí. Trevor sugirió incluso que use 370Ohm en su lugar. Mis pruebas solo confirman que una mayor resistencia aumenta el tiempo de encendido. Sin embargo, después de leer varias notas de aplicación (intentaré encontrar las exactas), parece que tener estas resistencias es una buena idea como medio para proteger el controlador: una R más alta significa una corriente máxima más baja. Mis pruebas muestran que 100 ohmios está "bien" en términos de tiempo de encendido. Solo tengo curiosidad, teniendo en cuenta que tengo tiempo muerto y actualmente no estoy tratando de optimizar el rendimiento todavía. ¿Tener valores altos de resistencia plantea algún otro problema?
@Martin No elimine R17 y R18. Desea un estado de inicio definido.
@Martin Este es el lugar donde cualquiera comparte sus pensamientos, conocimientos. Debo admitir que no me di cuenta de que el controlador puede generar solo 120 mA, por lo que tal vez 100 ohmios sea un valor razonable. Mirando las notas de la aplicación, la resistencia de la puerta es 10, 33, en algún lugar incluso sin ella. Quizás su problema esté en el capacitor de arranque.
@Martin ¿Cuál es el máximo? ¿Ciclo de trabajo PWM? Si está demasiado cerca del 100%, el límite de arranque. no puede cobrar.

Veo algunas cosas...

  1. Creo que el valor de su puerta R es en realidad demasiado bajo. Debe drenar o llenar las capacitancias de la puerta lo más rápido que pueda. Sin embargo, una de esas capacitancias puede llegar al valor de 48 V cuando el puente cambia. Como tal, la resistencia debe estar más cerca de 370 Ω

  2. Los menús desplegables adicionales no son necesarios.

  3. Los diodos adicionales a través de las resistencias de la puerta solo aumentan el problema de la capacitancia, además de agregar un retraso de conmutación y una ruta desde los voltajes transitorios de conmutación para volver al dispositivo.

  4. El diodo que muestra solo está clasificado para 40V. Tiene que ser por lo MENOS 60V, especialmente D3 y D8.

  5. SÍ necesita agregar algo de tiempo muerto a las señales con las que maneja este circuito. Dices que ya lo estás haciendo, así que está bien. Es de esperar que haya medido los tiempos de encendido y apagado y esté usando al menos el doble de ese valor.

ADEMÁS

No ha mostrado cómo está lidiando con las corrientes de retorno en el esquema anterior, ni ha mostrado cómo están conectados los motores o su sistema de puesta a tierra. Todo esto puede crear problemas.

Mi idea "bastante ingenua" hasta ahora ha sido que las corrientes de retorno deben ser manejadas por los diodos de retorno incorporados en los FET y el calor que genera se puede disipar en una especie de disipador de calor. ¿Cómo lo manejaría externamente para un motor trifásico (3 cables, configuración en estrella)? Posiblemente también agregaré un comparador como @peufeu sugirió anteriormente para el caso en que los voltajes generados por el motor a medida que gira excedan los 48v y los vuelque en una resistencia. Tendré que pensar en esto en el contexto del frenado regenerativo un poco más tarde. Creo.
@Martin Sí, los diodos flyback protegen los mosfets, sin embargo, también debe tener en cuenta a dónde va la corriente después de eso. Si está regresando a lo que sea que esté suministrando ese riel, puede causar algunos efectos bastante desafortunados. Vea esta pregunta que escribí electronics.stackexchange.com/questions/298439/…
@Martin, por cierto, no estoy demasiado interesado en esa serie de dispositivos configurados de esa manera para conducir mosfets. La teoría es buena, pero realmente no tienen suficiente empuje para cambiar rápidamente puertas de capacitancia más grandes. Para hacerlo bien, realmente necesita agregar otra etapa push-pull NPN-PNP en el medio, momento en el que realmente está clavando una clavija cuadrada en un orificio redondo ...
Fallo del controlador al conducir el mosfet IRF3710 con el controlador IR2101
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