Diseño de un búfer de corriente BJT discreto para amplificador operacional de baja corriente

Comencemos en la topología del controlador de salida dada:

^{simular este circuito : esquema creado con CircuitLab}

A la izquierda está la idea básica, pero ya vale la pena discutirla.

$C_1$existe, en parte, porque un altavoz es un dispositivo complicado y no disfruta completamente de una corriente continua promedio que fluye a través de él y porque no está utilizando una fuente de alimentación bipolar. Entonces$C_1$existe, en pequeña parte, para bloquear las corrientes de CC. En uso, pronto se cargará hasta un voltaje promedio apropiado para que la corriente promedio se centre alrededor de cero. El altavoz es complejo, pero para estos fines (baja potencia, etc.), además de justificar un condensador de salida, podemos simplemente eliminarlo, como lo hizo, y seguir adelante.

Para evitar la mayor parte de la distorsión cruzada, desea que ambos$Q_1$y$Q_2$estar siempre (cerca de) activo. Entonces, como suposición inicial, probablemente desee dos$V_{BE}$separando los voltajes base entre los dos BJT.

Ahora, mira hacia el lado derecho. He agregado algo de degeneración del emisor (que ayuda por varias razones). Se ha escrito mucho sobre esto y he leído algo. No intentaré reemplazar las discusiones de profesionales en esta área. Pero basta con que si configura la caída de voltaje a través de estas resistencias alrededor de$60\:\textrm{mV}$más o menos a la corriente RMS esperada, está lo suficientemente cerca de lo óptimo para el trabajo de un aficionado. (Un profesional que produzca un producto comercial se angustiaría mucho más que yo por este único detalle).$\frac{1}{4}\:\textrm{W}$en$8\:\Omega$, esto significa que tienes$\approx 180\:\textrm{mA}_\textrm{RMS}$. A partir de esto, me acerco bastante a los valores de resistencia que ves en el lado derecho. Todo esto realmente significa que es posible que necesite un poco más de voltaje entre las bases. Sin embargo, es mejor planear hacerle un poco de espacio .

En este punto, la pregunta es cómo vas a conducir realmente esos dos BJT. El enfoque simple es simplemente usar "diodos" de alguna manera. Por supuesto, si elige ese camino, deberá suministrarles suficiente corriente para que desarrollen el voltaje que desea tener. Sería mejor usar una corriente constante porque eso proporcionaría un voltaje casi constante a través de ellos (suponiendo que su temperatura no se desvíe mucho).

Pero como quiere esto como una lección de aprendizaje, lo siguiente que debe considerar es un$V_{BE}$multiplicador. Vale la pena conocerlos y no son caros ni difíciles.

^{simular este circuito}

He diseñado lo anterior.$V_{BE}$multiplicador basado en la idea de que habrá algo como$\frac{250\:\textrm{mA}}{\beta=100}=2.5\:\textrm{mA}$corriente de impulso base máxima necesaria para$Q_1$o$Q_2$. El$15\:\textrm{mA}$La fuente actual en la parte superior representa algo de lo que debemos preocuparnos más adelante. Por ahora, supón que existe. El cable no conectado en la parte inferior tendrá que hundir esta corriente de alguna manera (o la parte que no se usa para la unidad base, de todos modos). Decidí elegir$14\:\textrm{mA}$como la corriente de diseño "nominal" para el multiplicador.

Fuera de esto$14\:\textrm{mA}$, decidí asumir$1\:\textrm{mA}$para la rama del divisor de la resistencia base de la$V_{BE}$multiplicador, dejando que la corriente del colector sea$13\pm 1.5\:\textrm{mA}$, dependiendo de las circunstancias instantáneas. Con ese nivel de corriente de colector, decidí estimar$V_{BE}\approx 750\:\textrm{mV}$para$Q_3$. Entonces$R_3=\frac{750\:\textrm{mV}}{1\:\textrm{mA}}=750\:\Omega$. quiero la suma de$R_2$y$R_4$para luego ser$1150\:\Omega$, descontando un error debido a la corriente base para$Q_3$. He agregado un estándar$1\:\textrm{k}\Omega$potenciómetro, junto con un valor nominal para$R_2$que proporcionará un rango de voltaje configurable de aproximadamente$1.3\:\textrm{V}$a alrededor$2.3\:\textrm{V}$. Eso cubre el valor deseado y proporciona un rango de ajuste.

Por cierto, el$1.9\:\textrm{V}$no está moldeado en hormigón. El valor real que desea variará un poco porque los BJT discretos para$Q_1$y$Q_2$variar un poco Hágalo demasiado grande y desperdiciará energía innecesaria. Hágalo demasiado pequeño y escuchará la distorsión cruzada.

$R_1$está ahí para corregir la resistencia incremental y el efecto temprano. No entraré en detalles sobre cómo se calcula eso, a menos que usted lo pregunte. Ese valor podría ser "bueno" en algún lugar entre$10\:\Omega$a alrededor$33\:\Omega$.

Ahora necesita suministrar una fuente de corriente. Esto se puede hacer con un espejo actual. Pero una técnica mucho más "barata" utiliza el arranque de$C_1$. El nuevo arreglo es:

^{simular este circuito}

hay sobre$1\:\textrm{V}$entre la base de$Q_2$y su emisor (más el pequeño$RE_2$resistencia.) Y dado que el voltaje promedio a través de su altavoz es$0\:\textrm{V}$, habrá sobre$6\:\textrm{V}-1\:\textrm{V}=5\:\textrm{V}$al otro lado de$R_5$. Con una señal aplicada,$C_1$El voltaje de estado estable de aproximadamente$6\:\textrm{V}$todavía se aplica y como la base de$Q_2$se mueve hacia arriba, también lo hará su emisor (después de todo, es un seguidor de emisor).$C_1$será arrastrado hacia arriba, también. La misma lógica se aplica también para las direcciones de señal hacia abajo. Entonces el voltaje a través$R_5$permanece inusualmente constante independientemente de los cambios de señal. Que es todo lo que realmente necesitamos para crear una fuente de corriente barata a partir de$R_5$.

He calculado el valor como$R_5=\frac{5\:\textrm{V}}{15\:\textrm{mA}}\approx 330\:\Omega$.

En este punto, tiene las características de un controlador de salida de calidad de aficionado barato para su altavoz.

No se garantiza que la salida de su NE5532 sea más que$10\:\textrm{mA}$(en el peor de los casos y en un punto muerto). Así que reduzcamos la fuente actual de arriba a aproximadamente$6\:\textrm{mA}$... y planea dejar que eso funcione. (¿No será tan rígido, pero probablemente aceptable para su caso?)

^{simular este circuito}

(Me ajusté$R_1$,$R_2$, y$R_3$para la corriente de colector inferior.) Aquí, deberá configurar un divisor de voltaje para el voltaje de punto medio de$6\:\textrm{V}$, usando$R_6$y$R_7$. Haz lo que creas oportuno, ahí. Sin embargo, no es difícil. Luego debe decidir la ganancia que desea. He proporcionado asignaciones aquí con$R_8$y$R_9$, para que pueda tomar algunas decisiones aquí.$C_3$está ahí para su conveniencia, si lo necesita, ya que ese es el camino para su entrada de audio de un solo extremo.

Eso es todo. Hacer$C_1$enorme, sin embargo. Agregue capacitores de derivación donde lo considere apropiado. Construye eso y juega con el valor de$R_4$. Debería estar bien con el limpiaparabrisas en la posición de rango medio.

Ah, y tenga en cuenta que el rango de oscilación de salida del NE5532 no es demasiado. Por suerte, creo que estará bien para$\frac{1}{4}\:\textrm{W}$, que no requiere más que$\pm 2\:\textrm{V}$balancearse. Su salida solo necesita estar dentro de aproximadamente$3\:\textrm{V}$de tierra Y probablemente pueda hacer eso.

yo había agregado$C_2$para ayudar a estabilizar la$V_{BE}$sección del multiplicador, anteriormente. Pero hay problemas con los condensadores (por ejemplo, les lleva tiempo cargarse). Puede descargar el condensador y obtener un rendimiento casi tan bueno (estabilidad de voltaje frente a cambios de corriente) agregando otro BJT.

Por ejemplo:

^{simular este circuito}

Ese es otro enfoque (uno que en realidad prefiero).

Apenas he arañado la idea de la gestión térmica. Lo abordaré en un momento, después de señalar algunos puntos.

1. Su riel de voltaje es en realidad un poco alto para la potencia de salida que deseaba. Dada esta topología, e ignorando las propias limitaciones de voltaje de salida de su opamp NE5532 (puede obtener mejores), probablemente solo sea bueno para$V_{PP}\approx 8\:\textrm{V}$en tu$8\:\Omega$carga. Este sería un poder de$1\:\textrm{W}$, o alrededor de 4 veces lo que está pidiendo lograr. Entonces, si elige un amplificador operacional diferente, es posible que pueda usar este circuito de salida para entregar más potencia ... pero no más de$1\:\textrm{W}$.
2. Ignorando por completo los requisitos de voltaje superior del circuito (realidad), teóricamente podría obtener$\frac{V_{CC}^2}{8\cdot R}=2\frac{1}{4}\:\textrm{W}$con su riel de suministro de energía. Y si se tratara de un amplificador de clase B perfectamente configurado, y no de clase AB, entonces, en teoría, podría lograr una eficiencia del 50%. Así que este amplificador de clase B perfecto teórico consumiría$2\frac{1}{4}\:\textrm{W}$y rendimiento$2\frac{1}{4}\:\textrm{W}$en la carga.
3. Un circuito real requiere voltajes aéreos operativos. Además, es de clase AB, por lo que se desperdiciará energía adicional porque las secciones laterales alta y baja siempre están activas hasta cierto punto y hay una base inactiva de energía consumida, independientemente.

Hagamos una estimación de la energía desperdiciada, como si fuera un cálculo muy aproximado.

En este caso,$Q_1$y$Q_2$tener un voltaje de CC promedio de aproximadamente$6\:\textrm{V}$y tendrá una variación de CA alrededor de la de$V_{\textrm{peak}}=\sqrt{2\cdot \frac{1}{4}\:\textrm{W}\cdot 8\:\Omega}=2\:\textrm{V}$. Sin embargo, solo medio ciclo es motorizado. Entonces, para los cálculos de potencia, obtengo una CA$V_{\textrm{RMS}}=\frac{V_{\textrm{peak}}}{2}=1\:\textrm{V}_\textrm{RMS}$. La combinación de estos me da una efectiva$V_{\textrm{RMS}}=\sqrt{6^2+1^2}\approx 6.1\:\textrm{V}_\textrm{RMS}$.

La corriente en cada BJT también ocurrirá solo durante medio ciclo. Entonces, la corriente en cada BJT (si ha ajustado el$V_{BE}$multiplicador correctamente) es$I_{\textrm{RMS}}= \frac{250\:\textrm{mA}}{2}\approx 125\:\textrm{mA}_\textrm{RMS}$.

Esto significa que la potencia en cada BJT será$P=\frac{1}{2}\cdot 6.1\:\textrm{V}\cdot 125\:\textrm{mA}= 380\:\textrm{mW}$-- cada. Así que el doble de eso es aproximadamente$\frac{3}{4}\:\textrm{W}$. A partir de esta estimación, puede ver que para entregar$\frac{1}{4}\:\textrm{W}$, esta etapa amplificadora requerirá aproximadamente$\frac{3}{4}\:\textrm{W}$de su propia disipación.

No es precisamente eficiente.

Pero esto apunta a otra cosa. Esto significa que debe esperar aproximadamente$380\:\textrm{mW}$de disipación en cada BJT. Las piezas TO-92 suelen tener una resistencia térmica de$200\:\frac{^\circ\textrm{C}}{\textrm{W}}$, o un$76\:^\circ\textrm{C}$aumento de la temperatura, aquí. Esto es MUY SIGNIFICATIVO. Y va a impactar en todo, porque el$V_{BE}$voltaje para un BJT varía alrededor de$-2.2\:\frac{\textrm{mV}}{^\circ\textrm{C}}$y esto arroja lo que quieres para el$V_{BE}$multiplicador, etc

Todo deja de funcionar como fue diseñado.

Un enfoque es acoplar el$V_{BE}$multiplicador a los BJT del controlador, térmicamente, porque el multiplicador$V_{BE}$también variará y, por lo tanto, también lo hará su voltaje final a través de él. Otro enfoque en este caso podría ser elegir TO-220 BJT para su etapa de salida porque tienen MUCHO MEJOR resistencia térmica y su cambio de temperatura será mucho menor. Los disipadores de calor también son buenos. Cualquier cosa para reducir el cambio de temperatura es buena. O simplemente acepte el cambio y cree un diseño térmico como parte de su circuito.

O... más fácil... use un riel de voltaje más pequeño y un amplificador operacional mejor. Aquí, puede salirse con la mitad de la disipación en cada BJT.

Como puede ver, incluso en el caso de una etapa de salida simple de un cuarto de vatio, hay muchas consideraciones para hacer algo que "simplemente funcione bien".

Sí, funcionará.

Sera algo bueno? No.

El problema con este circuito es alrededor de los "cruces por cero" que no están a 0 voltios en su circuito sino alrededor de 6 V ya que está utilizando un suministro de 12 V.

El problema ocurre cuando la dirección de la corriente de salida necesita cambiar. Luego, el transistor que había estado suministrando corriente debe apagarse y el otro transistor debe encenderse.

En el punto de conmutación, hay un momento en que ambos transistores están apagados y esto da como resultado una distorsión cruzada .

La solución es tener cuidado de que siempre fluya algo de corriente a través de ambos transistores. Una etapa de clase AB tiene esto.

Aquí hay un ejemplo típico de una etapa de clase AB:

El ancho de banda y la distorsión cruzada no son el problema con la ganancia de voltaje de bucle unitario.

Su principal problema es la unidad de corriente insuficiente.

Sus amplificadores operacionales tienen un gran ancho de banda de señal de 140 kHz de 10 V en 600 ohmios o 17 mA.

El GBW es de 10 MHz, por lo que puede aumentar la ganancia de 1 a 100 fácilmente con una relación de retroalimentación negativa R.

La relación de 600/8 ohmios implica una ganancia de corriente base de 75, pero si la corriente de polarización es de 15 mA, su amplificador operacional desperdiciará la mayor parte de su capacidad actual en la polarización de CC con oscilación de CA.

Considere que es posible un límite de corriente de amplificador operacional de 30 mA, pero aún necesita más hFE en todo momento, lo que no va a suceder.

Solución

Par complementario Darlington de potencia coincidente.

Hay detalles más finos para la distorsión más baja, pero esto es imprescindible si necesita más de Vcc = 9V

Que la etapa de clase B que proponga sea una buena opción depende totalmente de la aplicación.

Cuando la corriente de salida cambia de signo, el opamp tendrá que girar para encender el otro transistor, como mencionas. Por lo tanto, generará una gran cantidad de distorsión cruzada.

Para conducir un voltaje de CC a una carga, estará absolutamente bien.

Para el audio, sonaría como una mierda: dado que las señales de audio pasan la mayor parte de su tiempo cerca de la amplitud cero, cualquier discontinuidad cerca de cero es un factor decisivo. Si la señal es lo suficientemente pequeña, pero sigue cambiando de signo, porque es CA, este diseño simple puede terminar con más distorsión que señal...

Para conducir señales de CA a una carga, eso dependería de la frecuencia y la cantidad de distorsión permitida.

Bimpelrekkie dio un ejemplo, daré un contraejemplo , donde la corriente de suministro del opamp se usa para conducir un par de darlingtons. Esto es un poco feo.

Honestamente, la solución más simple para usted es usar algo como LM1875 , LM3886 o TDA2030 , que son amplificadores operacionales de potencia muy baratos y capaces.

Por ejemplo LM1875 cuesta 2,70€ e incluye protección integral (cortocircuito, sobrecorriente, bruto SOA, sobrecalentamiento, etc). LM3886 tiene una protección SOA completa muy inteligente.

También está el TDA7294 pero su protección es un poco menos inteligente (uno se incendió en un corto) y prefiero el sonido de las partes LM.

Ahora, si quieres saber qué uso para conducir la corriente alterna a las cosas. Un viejo amplificador de audio crujiente que compré en una venta de garaje por 20 €. Tiene un montón de buenas características como: un gabinete, no tener que construirlo, lo conseguí por más barato que el disipador de calor o el transformador, una perilla de volumen... muy útil;)

Simula bien, pero estoy bastante seguro de que no funcionará como se dibuja en la práctica. Por un lado, cualquier amplificador operacional real no puede oscilar instantáneamente a través de la región de cruce de 1,4 V sin algún tipo de distorsión. Estoy seguro de que hay otras cosas también.

De hecho no puede. La velocidad a la que se puede cargar la salida del amplificador operacional es la velocidad de respuesta. Por ejemplo, el LM358 tiene una velocidad de giro de alrededor de 0,5 V/us, por lo que tardaría unos 3 microsegundos en pasar por la región de cruce.

Muchos amplificadores operacionales internamente también sufren de distorsión de cruce, lo que debería quedar claro cuando observa el esquema equivalente y ve un amplificador de clase B para la salida.

Darlington NPN Q5/Q6 y PNP Q13 forman un amplificador push-pull de clase B. Q7 proporciona protección contra cortocircuitos a tierra. La zona de cruce resultante es de aproximadamente 2 voltios.

Por lo tanto, la elección de eliminar la distorsión cruzada mediante el uso de un diseño más complejo depende de si la distorsión cruzada afecta la calidad de la señal. Por ejemplo, si la distorsión de cruce dura 3 microsegundos y la señal del peor de los casos es una constante de 20 kHz (25 us entre cruces por cero), podría experimentar una distorsión del 12%.