Conducción de luces PWM con arreglos Darlington paralelos

No estoy seguro de cómo calculó 200W, pero el ULN2803 no es capaz de llegar ni cerca de eso. Sin embargo, podemos calcularlo a partir de las cifras de resistencia térmica de las hojas de datos: la hoja de datos proporciona una cifra para el paquete SOIC de 73.14 ° C / W. Suponiendo una temperatura máxima de funcionamiento de 125 °C y una temperatura ambiente máxima de 70 °C, esto nos da (125 - 70) / 73,14 = 0,75 W.

Para calcular cuánta energía disipa el chip a una determinada corriente, observamos el voltaje de saturación de las salidas. Si seleccionamos el valor de 350mA Ic, vemos que puede ser de hasta 1,6V. Entonces, la potencia disipada será de 0,35 * 1,6 = 0,56 W, que está bastante cerca del límite del paquete. A 500 mA continuos, necesitaremos algo de disipación de calor para cumplir con una clasificación ambiental máxima de 70 °C.

No dice si los 700 mA son para cada cadena de LED o para el total de 4 matrices. Sin embargo, de cualquier manera, poner en paralelo los ULN2803 no es una buena idea. Los darlington tienen un alto voltaje de saturación y los transistores bipolares no son buenos en paralelo debido a las posibilidades de fuga térmica. EDITAR: lo anterior es para circuitos integrados separados, si está utilizando pares del mismo ULN2803, entonces (como señala m.Alin) la hoja de datos dice que está bien (ya que los transistores están bien combinados y enlazados térmicamente) Aún así, el nivel actual general (Supongo que 4 * 700 mA = 2,8 A) es demasiado alto para el ULN2803.

Una mejor idea sería usar algunos MOSFET: puede obtener MOSFET de nivel lógico que se pueden controlar directamente desde las salidas PWM de Arduinos y tendrán un Rds muy bajo y, por lo tanto, una disipación de energía baja. Algo como esto tiene un Rds de solo 25 mΩ con un controlador de compuerta de 4,5 V y puede manejar una corriente de drenaje de hasta 6,7 ​​A. A 700mA la disipación solo será I^2 * R = 0.7^2 * 0.025 = 12.25mW.

EDITAR: sobre el uso de transistores bipolares discretos en paralelo:

Debido a sus características térmicas (la ganancia y la fuga aumentan con la temperatura) y la ganancia variable, se necesita algún tipo de control cuando se conectan en paralelo transistores bipolares. Una resistencia de emisor para proporcionar retroalimentación negativa es un esquema que se usa comúnmente:

Cuando un transistor se calienta y consume más corriente, el voltaje a través de la resistencia del emisor aumenta, robando voltaje de Vbe y evitando que las cosas se escapen. Dimensionaría la resistencia del emisor de acuerdo con la corriente máxima que desee. Además, tener todos los transistores montados en el mismo disipador térmico es una buena idea. Sin embargo, en general, a menos que haya una muy buena razón para usar bipolares, use MOSFET.

Para demostrar lo que hace la resistencia del emisor, eche un vistazo a este circuito:

El voltaje de entrada (SIG) es de 1V.
Ambos transistores son de un tipo similar, pero barreremos la ganancia de uno de 50 a 500. No hay resistencias de emisor (establecidas en 1 nanoOhm, por lo que el efecto es irrelevante). Esta es una representación muy cruda de lo que podría suceder cuando uno se calienta más
que el otro (es difícil simular efectos de fuga térmica en SPICE, y no tuve suficiente tiempo para crear/encontrar un modelo apropiado para simularlo transitoriamente) De todos modos,
aquí está la simulación:

Podemos ver que las corrientes del colector son bastante diferentes (como era de esperar) y si no se controla el consumo del transistor, la corriente más alta puede entrar en fuga térmica, ya que más corriente -> más potencia disipada -> temperatura de unión más alta -> mayor fuga/ganancia -> más actual -> repite...

Ahora, si agregamos una resistencia de emisor de 10 Ω a cada transistor y simulamos nuevamente:

Obtenemos un resultado muy diferente, las corrientes del colector están a unos pocos mA de diferencia. La resistencia del emisor agrega retroalimentación negativa y limita la corriente del colector. Hace esto porque cuanto mayor es la corriente del colector, mayor es la corriente a través de la resistencia del emisor y, por lo tanto, aumenta la caída de voltaje a través de la resistencia. Con el voltaje de base fijo, esto "roba" voltaje del transistor V (base-emisor), lo que reduce la corriente de base. La corriente del colector del transistor solo puede llegar tan alto.

Podemos calcular la resistencia del emisor con bastante facilidad. Digamos que queremos una corriente de colector máxima de 100 mA, y el voltaje base-tierra es un máximo de 1V. La caída del emisor base es quizás ~ 0.7 V, por lo que quedan 1 V - 0.7 V = 0.3 V para la resistencia. Entonces:

0,3 V/0,1 A = 3 Ω

Lo anterior está simplificado, pero debería darle una idea. Los efectos térmicos alterarán varios parámetros, los cambios de Vbe con la temperatura/corriente, etc. En última instancia, solo desea asegurarse de que el proceso de fuga térmica no pueda comenzar, por lo que es necesario limitar la ganancia de alguna manera. Dado que la ganancia del transistor es finita, cuanto menor sea la resistencia base, menor será el efecto de limitación "dura" que tiene (sin embargo, esto no es demasiado importante para muchas aplicaciones, siempre que se detenga)

Los 200 W del ULN2803 harán que brille tanto que necesites sombras ;-), o, lo que es más probable, que explote. Multiplicó el voltaje y la corriente, pero no ocurren simultáneamente: el transistor está apagado y luego está el máximo de 50 V, pero solo una pequeña corriente de fuga, o está el 500 mA, pero luego el voltaje se limitará a la Voltaje de saturación del transistor. En ambos casos, uno de los factores es lo suficientemente bajo como para mantener la disipación también baja.

Sin embargo, eso no significa que la disipación de energía sea un factor insignificante. La hoja de datos dice que el voltaje de saturación puede ser tan alto como 1.6 V a una corriente de colector de 350 mA, eso es 560 mW por transistor. Times 8 es 4.5 W, demasiado para el dispositivo; el paquete DIL tiene una unión de resistencia térmica de 62,66 °C/W al ambiente, lo que significa que 4,5 W harán que la unión sea 280 °C más caliente que el ambiente, por lo que estará por encima de los 300 °C. Olvidémonos de eso.

Por cierto, ¿por qué da el voltaje de saturación para 350 mA y no para 500 mA? Los 500 mA se especifican como índices máximos absolutos (AMR), no como condiciones normales de funcionamiento. También en AMR se especifica que la corriente total del sustrato-terminal nunca debe exceder los 2,5 A, que la corriente para todas las salidas se suma. 2,5 A / 8 salidas = 3,1 A / salida.

La hoja de datos dice que las salidas pueden conectarse en paralelo para una corriente más alta, pero supongo que fue agregada por los muchachos de marketing que finalizaron la hoja de datos, y desearía que hubieran dejado esa línea fuera. Puede aumentar la corriente de esa manera, pero no es una aritmética común, como 1 salida = 350 mA, luego 2 salidas = 700 mA. Es posible que la corriente no se distribuya por igual, e incluso con un promedio de 350 mA, una salida puede exceder la corriente máxima permitida.

En general, los BJT (transistores de unión bipolar) no son muy buenos para impulsar corrientes altas: está el alto voltaje de saturación de Darlington que causa una alta disipación, o necesita suministrar demasiada corriente de base si quiere evitar el Darlington.

Los MOSFET son una opción mucho mejor. Oli le dio un FET NXP como ejemplo, a menudo me referiré al FDC855 : a un voltaje de compuerta de 4.5 V, tendrá una resistencia de encendido máxima de 36 mΩ. De acuerdo, eso es más que el PMN20EN de Oli, pero ese no es el punto; Puedo derribar fácilmente a Oli (como figura retórica, el FET no pesa ni un gramo) con un FET de 10 mΩ. Puede ir tan bajo como 1 mΩ. Entonces, ¿por qué no lo hacemos? Costo. Una resistencia de encendido más baja es más costosa y no la necesitamos, como podemos ver en los cálculos de Oli: 15 mW es absolutamente insignificante.

Bien, los FET son geniales, ¿entonces por qué necesitamos BJT? Son más baratos y no tiene que preocuparse por el voltaje de activación; por lo general, tiene al menos 0.7 V para eso. Para los FET, por otro lado, lo más frecuente es que necesite un FET de puerta de nivel lógico que pueda controlar con 5 V o 3,3 V desde un microcontrolador.

Nota final: el DMG9926USD es un FET económico, porque alberga dos de ellos en un solo paquete. 24 mΩ. Mira, no es tan difícil vencer al NXP de Oli :-).