¿Cómo selecciono los componentes que acompañan a un optoacoplador?

El MOC3021 es un optoacoplador con salida triac. Se utiliza para impulsar un triac de potencia normalmente para cambiar los aparatos que funcionan con la red eléctrica. Los triacs solo se pueden usar en circuitos de CA.

Necesita un optoacoplador con salida de transistor, preferiblemente uno con dos LED en antiparalelo en la entrada. El SFH620A es una de esas partes.

Los dos LED en antiparalelo aseguran que el transistor esté activado en ambos medios ciclos de la red. Muchos optoacopladores solo tienen 1 LED, eso funcionaría, pero le daría un pulso de salida de 10 ms en un período de 20 ms para 50 Hz. Debería colocar un diodo en antiparalelo a la entrada también en ese caso, para proteger el LED de sobretensión cuando se polariza inversamente.

Importante es CTR o Relación de transferencia de corriente, que indica cuánta corriente de salida hundirá el transistor para una corriente de LED dada. El CTR a menudo no es muy alto, pero para el SFH620A podemos elegir un valor de 100 % mínimo, solo que a 10 mA, a 1 mA es solo un 34 % mínimo, por lo que 1 mA significa al menos 340$\mu$una salida

Supongamos que la salida va a un microcontrolador de 5V y que usaría el 2k$\Omega$resistencia pull-up que se muestra en el diagrama. Si el transistor está apagado, no consumirá corriente, excepto por una pequeña corriente de fuga, 100 nA como máximo, según la hoja de datos. Entonces eso causará una caída de voltaje de 200$\mu$V a través de la resistencia, lo cual es más que seguro.

Si el transistor está encendido y consume 340$\mu$Entonces, la caída de voltaje en la resistencia es de solo 680 mV, y eso es demasiado bajo para obtener un nivel bajo. Tendremos que aumentar el valor de la resistencia o la corriente. Como teníamos mucho margen en la corriente de fuga, podemos aumentar con seguridad el valor de la resistencia a 15k$\Omega$por ejemplo. entonces 340$\mu$A dará un voltaje de salida suficientemente bajo. (En teoría, una caída de voltaje de 5,1 V, pero solo hay 5 V disponibles, por lo que irá a tierra). La caída de voltaje debido a la corriente de fuga aún está dentro de los límites de 1,5 mV.

Si queremos tener un CTR de al menos 34% a 1mA tenemos que usar el SFH620A-3.

Si esto se controlara desde una fuente de CC, casi habríamos terminado. Simplemente agregue R1 en serie con los LED, probablemente R2 no será necesario. Entonces R1$\leq$($V_{IN}$-$V_{LED}$) / 1mA.

Pero tenemos que lidiar con una señal de entrada de 230 V CA. En los cruces por cero no habrá corriente, poco podemos hacer al respecto. ¿Cómo podemos obtener al menos 1 mA durante la mayor parte del ciclo sin desperdiciar demasiada energía? Esta es una compensación. Puede tener 1 mA solo para el voltaje máximo, y eso le dará solo un pequeño pulso, pero desperdiciará la menor cantidad de energía. O puede optar por 1 mA durante la mayor parte del ciclo, pero luego tendrá más corriente cuando el voltaje sea más alto. Digamos que queremos al menos un pulso de 9 ms en un medio período de 10 ms (50 Hz). Eso significa que la corriente tiene que ser de 1mA en una fase de 9° hasta 171°. 230 V CA es un pico de 325 V, pero tenemos que tener en cuenta una tolerancia del -6 %, por lo que es un mínimo de 306 V. 306V$\times$sen(9°) = 48V. R1$\leq$(48V - 1,65V) / 1mA = 46,2k$\Omega$. (1,65 V es el voltaje máximo del LED). El valor E24 más cercano es 43k$\Omega$. Entonces tenemos más de 1mA en una fase de 9°, pero qué en el máximo de voltaje. Para eso tenemos que trabajar con la tolerancia positiva, máx. 10%. Entonces el voltaje pico es 230V$\times$ $\sqrt{2}$ $\times$110% = 358V. La corriente máxima es entonces (358V - 1.25V) / 43k$\Omega$= 8,3 mA. (El 1.25V es el voltaje nominal del LED). Eso está muy por debajo del límite del optoacoplador.

No podremos hacer esto con solo 1 resistencia. Probablemente no pueda soportar el alto voltaje y también puede tener problemas de disipación de energía, llegaremos a eso en un minuto. El voltaje máximo a través de la resistencia es de 357V. La resistencia MFR-25 tiene una capacidad máxima de 250 V, por lo que necesitaremos al menos 2 de ellos en serie. ¿Qué tal el poder? 230V+10% en 43k$\Omega$es 1.49W. El MFR-25 solo tiene una potencia nominal de 1/4 W, por lo que dos de ellos no funcionarán. Ahora puede optar por tener más de ellos en serie, pero tendrían que ser al menos 6, o elegir una resistencia nominal más alta. El MFR1WS (misma hoja de datos) tiene una potencia nominal de 1 W, por lo que 2 en serie servirán. Recuerda que tendremos que dividir el valor de la resistencia por 2: 21.5k$\Omega$, que no es un valor E24. Podemos elegir el valor E24 más cercano y comprobar nuestros cálculos, o elegir un E96. Hagamos esto último.

Eso es todo amigos. :-)

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Sugerí en el comentario que hay mucho más que debe tenerse en cuenta, esta respuesta bien podría ser 3 veces más larga. Está, por ejemplo, la corriente de fuga de entrada del pin de E/S del AVR, que puede ser diez veces mayor que la del transistor. (No te preocupes, lo comprobé y estamos a salvo).

¿Por qué no elegí un optoacoplador con salida Darlington ? Tienen un CTR mucho más alto.
La razón principal es el voltaje de saturación de Darlington, que es mucho más alto que para un BJT común. Para este optoacoplador , por ejemplo, puede ser tan alto como 1V. Para el ATmega16L , está utilizando el voltaje de entrada máximo para un nivel bajo es 0.2$\times$ $V_{DD}$, o 0,66 V con un suministro de 3,3 V. El 1V es demasiado alto. Esa es la razón principal.
Otra razón podría ser que realmente no ayude. hacemos _tienen suficiente corriente de salida, es solo que la corriente de entrada de 1 mA es tan alta que necesitamos resistencias de potencia para ellos. Los Darlington no necesariamente resuelven esto si también solo se especifican en 1 mA. Con un CTR del 600 %, obtendríamos una corriente de colector de 6 mA, pero no la necesitamos. ¿No podemos hacer nada con respecto a la entrada de 1 mA? Probablemente. Para el optoacoplador mencioné las características eléctricas solo hablan de 1mA. Hay un gráfico en la hoja de datos, fig.5: CTR versus corriente directa, que muestra un CTR de más del 300 % a 0,1 mA. Hay que tener cuidado con estos gráficos. Mientras que las tablas a menudo le brindan valores mínimos y/o máximos, los gráficos generalmente le brindan valores típicos. Puede tener el 300%, pero puede ser menor. ¿Cuánto más bajo? No dice. Si construyes solo un producto, puedes probarlo, pero no puedes.
Podría funcionar. Di que usas 100$\mu$A en, y con un valor de CTR relativamente seguro del 100 %, tendría 100$\mu$una salida Tendría que volver a hacer los cálculos, pero su principal ventaja será que las resistencias de entrada solo disiparán 150 mW, en lugar de 1,5 W. Vale la pena.

En mi otra respuesta, expliqué por qué no usé un optoacoplador Darlington allí: la razón principal es el voltaje de saturación de Darlington, que es mucho más alto que para un BJT común, puede llegar a 1 V. Para el ATmega16L usted El voltaje de entrada máximo para un nivel bajo es de 0,2 × VDD, o 0,66 V con un suministro de 3,3 V. El 1 V es demasiado alto.

Pero no es algo que no se pueda arreglar, solo se necesitan un par de componentes adicionales. Al mismo tiempo, también haremos algo con respecto a la corriente de entrada de 1 mA.

Para comenzar con la corriente de entrada, tuvimos que usar 1 mA porque la hoja de datos no mencionaba nada más bajo, y luego puedes probar cosas, pero estás solo, no hay garantías. Sin embargo, la hoja de datos del FOD816 tiene un gráfico interesante.

Ese es. Este da CTR para corrientes de entrada tan bajas como 100 µA, y es incluso alto: 350 % (recuerde que este es un Darlington). Pero hay que tener cuidado con estos gráficos. Mientras que las tablas a menudo le darán valores mínimos o máximos, este tipo de gráficos le darán valores típicos, a menos que se indique lo contrario. Entonces, ¿cuál es el mínimo? No lo sabemos, pero 100% es seguro. Vayamos por más seguridad y supongamos un CTR del 50 %. Entonces, para 100 µA de entrada, obtendríamos 50 µA de salida. Veamos si eso es suficiente.

Esta es la etapa de salida modificada. El transistor de U1 es el foto-Darlington, que genera 50 µA cuando está encendido. Elijamos 10 µA para R4, por lo que su valor será 0,6 V/10 µA = 60 kΩ. Volveré a la función de R4 más tarde.

Entonces tenemos 40 µA restantes para la corriente base de T1. Si elegimos un BC857A para eso, tenemos un$H_{FE}$de 125 mínimo, por lo que nuestra corriente de colector es de mínimo 5 mA. Un R5 de 660 Ω mínimo es suficiente para que la salida sea baja. Dado que estamos manejando una entrada de microcontrolador de alta impedancia, no necesitamos los 5 mA, y también podríamos elegir 15 kΩ, lo que limita la corriente a 220 µA. La fuga de entrada de 1 µA del puerto del controlador solo causará una caída de 15 mV, así que está bien.

¿Cuál es la función de R3? Normalmente se usa para limitar la corriente base, pero ¿el Darlington no hace esto ya? Sí, lo hace, pero el valor puede subir bastante. En mi otra respuesta, calculé que la corriente máxima del LED podría llegar a 8,3 mA, que se convertirá en 830 µA en nuestra versión de baja potencia. Calculamos con un valor de CTR seguro del 50 %, pero normalmente será del 350 %, y el máximo puede ser incluso mayor. 830 µA$\times$350 = 290 mA, que es demasiado para ese pobre BC857A. Así que lo limitaremos a 100 µA eligiendo un valor de 15 kΩ para R3.

R4 todavía necesita alguna explicación. Supongamos que lo omitimos. Entonces toda la corriente de Darlington va a T1. Cuando está apagado, la corriente de fuga del FOD816 (llamada "corriente oscura" en la hoja de datos) puede ser tan alta como 1 µA. T1 lo amplificará a 250 µA como máximo en el peor de los casos, lo que es suficiente para dejar caer 3,3 V en R5. Por lo tanto, la salida puede ser permanentemente baja.
Elegimos un valor de 60 kΩ para R4. Luego, siempre que la caída de voltaje sea inferior a 0,6 V, toda la corriente de Darlington pasará por R4 y ninguna por T1, porque no se alcanza el voltaje mínimo del emisor de base. Eso fue a 10 µA. Entonces, la corriente oscura de 1 µA solo causará una caída de 60 mV y ninguna corriente de base.

Tenemos valores para todos nuestros componentes, lo único que queda es aumentar las resistencias de entrada a 220 kΩ cada una. Puede usar resistencias de 1/4 W para eso.

Para calcular los parámetros del circuito, comience con lo que necesita en la salida y trabaje hacia atrás. 10 kΩ es un buen valor para el pullup en la salida. A menos que tenga requisitos inusuales, como el funcionamiento de la batería donde la baja potencia es importante, 10 kΩ es una buena compensación entre lo suficientemente bajo como para llevar la línea sólidamente alta contra fugas y ruido razonable, pero no tan bajo como para requerir demasiada corriente.

Cuando el transistor de salida en el opto se enciende, pondrá como máximo 3.3 V a través de Rc. 3,3 V / 10 kΩ = 330 µA, que es la corriente mínima que el transistor debe poder hundir. Desea un poco más para que la línea se mantenga sólidamente baja cuando se supone que debe estar baja. Diría que, como mínimo, debería poder hundir 500 µA, pero usaría 1 mA a menos que tenga una razón particular para cerrarlo.

Ahora que sabemos que la salida tiene que absorber 1 mA, buscamos en la hoja de datos de la opto para ver cómo debemos controlarla para obtener ese 1 mA. Está utilizando la variante "-3" de esta pieza, que según la primera página de la hoja de datos tiene una relación de transferencia de corriente mínima garantizada del 100 %. Eso significa que el transistor puede absorber al menos tanta corriente como la que pasa a través de uno de los LED. Sin embargo, tenga en cuenta el pequeño "±10 mA" encima de las especificaciones de CTR. Lo que esto realmente dice es que si coloca 10 mA a través de los LED, entonces el transistor podrá hundirse al menos 10 mA. En realidad, no promete nada en ninguna otra corriente de entrada.

Mirando más a través de la hoja de datos, encontrará información adicional en la parte superior de la página 3. Aquí realmente muestran el CTR para una entrada de 1 mA. Tenga en cuenta que ahora solo se garantiza que sea del 34%. Eso significa que para obtener la capacidad de sumidero de salida de 1 mA, debe controlar los LED con 1 mA / 34 % = 2,9 mA, así que apuntemos a un mínimo absoluto de 3 mA.

Usted dice que el voltaje que debe detectarse es de 230 V CA. Dado que es un seno, tendrá picos de 325 V. La señal de salida del opto va a un micro, por lo que no es necesario que sea una señal constante cuando está encendido. De hecho, es una buena idea que el micro pueda soportar interrupciones y fallas momentáneas. Probablemente mantendría un contador que disminuye cada ms cuando la señal está apagada y se reinicia a algo así como 50 cuando está encendida. Eso significa que no debe ver ninguna señal durante 50 ms para declarar que la alimentación está apagada. Todo lo que se necesita es un pequeño parpadeo en el pico del ciclo de línea y este sistema funcionará bien. Tenga en cuenta que los picos de ciclo de línea ocurren cada 10 ms con una potencia de 50 Hz.

Entonces, veamos dónde estamos. Queremos tener un flujo de al menos 3 mA a través de los LED cuando el voltaje de alimentación sea de 325 V. Los LED caerán hasta 1,65 V (parte superior de la tabla inferior en la página 2), y esto aún debería funcionar con el voltaje de línea de alimentación más bajo razonable . Apuntemos a poder detectar un mínimo de 200 VCA, que es un pico de 283 V, y 281 V después de la caída del LED. 281 V / 3 mA = 94 kΩ. En teoría, eso es todo lo que se necesita en serie con los LED para activar la salida al menos un poco una vez por pico de potencia.

En la práctica, es una buena idea agregar algo de margen. Desea que la salida se afirme durante una fracción finita razonable de cada medio ciclo, no solo que se garantice que se activará durante un pequeño parpadeo. Dado todo eso, aproximadamente reduciría a la mitad la resistencia a 47 kΩ. Eso activará sólidamente la salida para todas las condiciones razonables con un margen significativo.

Puede pensar que eso es todo lo que necesita hacer, pero espere, hay más. Piense en lo que sucederá con un voltaje de línea alto, como 240 V. Los picos son de 340 V, lo que provocaría 7,2 mA a través de los LED. Debe verificar la corriente LED máxima permitida, que es de 60 mA, así que está bien. Sin embargo, considere la disipación de potencia en la resistencia. Si decimos que el voltaje de la línea en el peor de los casos es de 240 V, entonces la potencia que ingresa a la resistencia (ignorando la caída de voltaje del LED) es (240 V) ^2/47 kΩ = 1.23 W. Eso debería ser al menos una resistencia de "2 W". entonces, y se calentará notablemente.

Otro problema es que se debe considerar la clasificación de voltaje de la resistencia. Debe ser capaz de soportar los picos de 340 V, por lo que, en general, necesita una resistencia de 47 kΩ clasificada para 2 W y 400 V. Se pueden encontrar, pero podría ser más simple usar varias resistencias en serie. Eso distribuye el voltaje máximo y la disipación de potencia entre las resistencias en serie. Cuatro resistencias de 12 kΩ harían esto y solo disiparán 300 mW y verán 85 V cada una. Eso será más fácil de encontrar y más barato que una sola resistencia, a menos que este sea un producto de volumen donde puede comprar cosas en grandes cantidades. Entonces, la respuesta a la pregunta es poner cuatro resistencias ordinarias de 12 kΩ y 1/2 Watt en serie con los LED.

Tenga en cuenta que estos no necesitan dividirse en cada lado del opto como muestra R1 y R2. Solo es necesario que haya una sola resistencia en serie con los LED en alguna parte. Dado que esta resistencia está compuesta por cuatro resistencias individuales en este caso, puede dividirlas de la forma que desee para que las cosas funcionen mejor mecánicamente en el lado de alto voltaje del circuito. Preferiblemente, estarían de extremo a extremo para maximizar la ruta de generación de alto voltaje y distribuir el calor.

Sin embargo, no me gusta mucho este optoacoplador para esta aplicación, ya que tiene una relación de transferencia de corriente tan baja, lo que nos obliga a proporcionar mucha corriente LED, lo que hace que se consuma mucha energía en la resistencia. Para este tipo de aplicaciones donde la relación de transferencia de corriente alta es útil y la velocidad no importa mucho, me gusta el FOD817 económico y disponible. Las versiones D de esta pieza tienen un CTR garantizado de 3x a 5 mA. No dicen exactamente lo que obtienes con 1 mA, pero es una apuesta bastante segura que la salida puede hundirse al menos 1 mA con 1 mA adentro.

El FOD817 tiene un solo LED, pero es fácil de manejar (el FOD814 tiene LED consecutivos, pero está menos disponible y no viene en algunas de las variantes de mayor ganancia). Usando el esquema de 50 ms descrito anteriormente, no hay problema si obtiene un pulso una vez por ciclo de línea, que es cada 20 ms. Coloque un diodo en serie con el LED además de las resistencias, y una resistencia de alto valor en el LED para asegurarse de que no vea un voltaje inverso alto debido a una pequeña fuga del diodo. 100 kΩ está bien y es lo suficientemente alto como para que su corriente sea irrelevante para nuestros otros cálculos. Otra ventaja de esto es que no solo obtiene una menor disipación de energía debido a que requiere menos corriente de LED, sino que también obtiene otro factor de reducción de energía debido a que el LED solo se impulsa en una dirección.

Así que aquí está mi respuesta final:

Si buscas un CTR muy alto para este tipo de aplicación, mira la serie Liteon LTV-8xxx . 600% mín. a 1mA SI.