BJT push-pull para un MOSFET

Estoy buscando una manera de conducir un MOSFET con componentes discretos. En realidad necesito manejar un montón de MOSFET, con corrientes de 100-150A. Y me pregunto si sería posible no usar circuitos integrados de conducción, para tener más control sobre la funcionalidad, menos complejidad, menos costo.

He experimentado con diferentes arreglos, con resistencias y capacitores. Estoy usando un osciloscopio para monitorear el timbre, los tiempos de subida/bajada, etc.

El problema es que tan pronto como introduzco las resistencias, el tiempo de subida/bajada se vuelve muy alto.

La señal de entrada tiene un tiempo de subida/bajada de solo unos ~8-10 ns. Usando solo los BJT, la señal se duplica fácilmente en tiempos de subida/bajada similares. Pero una vez que se introduce la capacitancia de la puerta, el tiempo de subida/bajada se vuelve significativamente mayor, por ejemplo, 300-2000 ns.

Por lo tanto, he estado experimentando con diferentes métodos para reducir el tiempo de subida/bajada:

Método A: NPN+PNP (¿Seguidor de voltaje? ¿Fuente de corriente de Vcc?)

Hice el siguiente circuito, sin darme cuenta de que el voltaje de la puerta nunca sería mayor que el voltaje de la señal de entrada.

Necesito que el voltaje de la puerta sea superior a 10 V para minimizar Rdson.

esquemático

simular este circuito : esquema creado con CircuitLab

Método B: PNP+NPN

He experimentado con diferentes resistencias y condensadores:

esquemático

simular este circuito

Pero encontré que:

  • El condensador reduce el timbre de subida, pero aumenta el timbre de caída y el tiempo => eliminado
  • Todas las resistencias, excepto R2 y R3, tuvieron un impacto perjudicial en las características de subida/bajada => eliminadas
  • Usando potenciómetros para R2 y R3, encontré que la mejor resistencia era R3=4k y R2=1.5k.
  • Tiempo de subida 490 ns, tiempo de caída 255 ns.

Estoy un poco preocupado de que el voltaje de la puerta no esté cayendo lo suficientemente bajo, por ejemplo, parece permanecer alrededor de 400mV. Aunque el suelo parece leerse a 250 mV, tal vez la placa de prueba sea simplemente mala. ¿Qué tan bajo debe ser el voltaje de la puerta para evitar que se acumule calor cuando la señal es baja constante (apagada)?

Me pregunto si hay algo más que pueda hacer para mejorar el rendimiento.

Circuito mejorado:

esquemático

simular este circuito

Osciloscopio:

Nota: aparentemente, la señal de entrada se invirtió en el osciloscopio al configurar. Actualizaré las capturas de pantalla más tarde...

ingrese la descripción de la imagen aquí ingrese la descripción de la imagen aquí ingrese la descripción de la imagen aquí

Además, he incluido la base del PNP en las siguientes capturas de pantalla. ¿Se supone que debe verse así? Se ve un poco raro.

Parece que el problema es que el NPN permanece encendido, lo que impide que la puerta se cargue.

ingrese la descripción de la imagen aquí ingrese la descripción de la imagen aquí

No está claro si su generador de señal está produciendo una señal que cambia entre 0 y 5 V o -2.5 y +2.5 V, o -5 y +5 V, o qué. Una traza de alcance ayudaría, o una indicación de qué dispositivo está representando con ese símbolo.
Si la base de la NPN está a 5 V y el emisor está a 6 V, ¿por qué estaría conduciendo?
¿Por qué incluso necesita un circuito de controlador? 5V es suficiente para encender ese MOSFET y obtener una resistencia de 0.004 Ohms. ¿Y dónde está ese timbre del que hablas? Si está en la carga, entonces estás ladrando al árbol equivocado. Necesitaría un amortiguador a través del MOSFET.
@VincePatron, necesito conducir 100A. Pero tal vez esté mejor con Rdson de 4 mOhm con conmutación rápida que con 2,5 mOhm con conmutación lenta. Además, espero necesitar conducir alrededor de 8 MOSFET, por lo que no estoy seguro de que la MCU pueda proporcionar suficiente corriente. Para resumir, pensé que usar BJT era una solución fácil, pero obviamente no lo es.
>Debería trabajar hacia un circuito de la siguiente manera. El problema con ese circuito es que nunca puedes apagar el pnp superior, con una fuente de 5v. la respuesta a su pregunta depende de por qué necesitaba un controlador en primer lugar. ¿Está tratando de aumentar el voltaje del variador o la corriente del variador o agudizar el variador, o...?
> Necesito conducir 100A. para ese tipo de unidad, vaya con un controlador de puerta dedicado.
Todavía necesita mejorar. Q2 está muy sobrecargado. =>> enorme retraso en el apagado (= tiempo de almacenamiento). No se ha hecho nada contra el overdrive. En el pasado esas contramedidas eran bien conocidas, pero hoy parecen haber quedado entre el polvo. En segundo lugar: Q1 empuja continuamente y Q2 tiene un trabajo duro para ganarlo. Probablemente, el Vg mínimo sea de alrededor de 0,3 V. Debe usar la salida PWM de 0V/5V a través de un amplificador de búfer no saturado que puede inyectar y extraer suficiente carga de la puerta del mosfet durante los tiempos de transición del estado deseado. ¿Quiere saber más? Por favor escribe un comentario. Consulte mi respuesta.
¿Qué podría usar para reducir la sobrecarga? Probé con algunos diodos y parece ayudar principalmente con el retraso, pero no afectó el tiempo de caída. Y la PNP no parece funcionar como se esperaba. ¿Es posible que 12 V fluyan a través del PNP y aumenten el voltaje de la señal y luego fluyan hacia abajo a través del NPN?
Usted dice: "más control sobre la funcionalidad, menos complejidad, menos costo", eso es exactamente para lo que sirve un IC de controlador integrado.
No puedo recomendar el "circuito mejorado" anterior... explotó el PNP casi de inmediato y, al reemplazarlo, lo explotó nuevamente.

Respuestas (7)

Sus BJT están en una configuración de seguidor. Esto significa que pueden proporcionar ganancia de corriente, pero no ganancia de voltaje. De hecho, los emisores serán una caída de diodo DEBAJO de la base para señales positivas. Si llegó a 6 V en la puerta, debe haber tenido alrededor de 6,7 V fuera de su generador de señal.

La página BJT Wiki tiene enlaces a las 3 formas comunes de amplificador que explican más sobre las características de los amplificadores BJT.

Wiki BJT

La ganancia de corriente es buena porque para cargar la capacitancia de la puerta del FET en un corto período de tiempo, necesita corrientes de pico altas: I = C * dv / dt.

Una forma de obtener un cambio de voltaje más alto sería agregar un cambiador de nivel BJT antes de la etapa de accionamiento de la puerta para traducir de 5 V a 12 V. Por supuesto, un cambiador de nivel BJT de una sola etapa invertiría la señal, pero a menudo puede lidiar con eso en la fuente de la señal.

ingrese la descripción de la imagen aquí

La resistencia pull-up deberá tener un valor lo suficientemente pequeño para que obtenga un tiempo de subida aceptable para su aplicación. VCC sería su suministro de 12 V y la resistencia base debe dimensionarse para garantizar la saturación con la unidad de 5 V, dada la versión beta del transistor. !Y debe conectarse a las bases de su etapa de controlador de puerta BJT.

Sin embargo, si su objetivo es tiempos de subida y bajada rápidos desde el FET y no aprender sobre los BJT, probablemente debería usar un IC de controlador de puerta comercial. Busque opciones de IR/Infineon, Texas Instruments, Intersil o Maxim.

Aquí hay una opción de bajo costo de TI:

UCC27517

¿Qué debo usar en su lugar entonces? Primero probé con el PNP entre la puerta y 12V, pero empezó a echar humo.
Además, ¿tendría sentido usar un opamp en su lugar, como el LM358P?
Respuesta editada para abordar los comentarios.
@ user95482301: si puede permitirse el lujo de usar un IC, le sugiero que use un IC de controlador/convertidor de nivel dedicado como el propuesto en mi respuesta.
¿Sería posible obtener tiempos rápidos de subida y bajada usando BJT de bajo costo? ¿O los circuitos son generalmente tan complejos que generalmente es preferible tener un controlador IC? En general, trato de evitar el uso de circuitos integrados costosos, especialmente porque necesito controlar varias salidas. Por ejemplo, 5 unidades de UCC27517 costarían entre 15 y 20 USD y solo están disponibles en el paquete SMD.
Descubrí que IR2101 está disponible localmente a bajo costo (~4 USD por 5 piezas, 2 canales cada una).
El IR2101 también es una buena opción. No estoy seguro de dónde vio el alto precio del UCC27517, es $ 0.49 (1ku) en el sitio web de TI y le enviarán 10 unidades gratis como muestras si las solicita en el sitio web. Está en un paquete SOT-23 que es bastante fácil de manejar para la creación de prototipos, pero parece que se sentiría más cómodo con la parte IR.
No vivo en los EE. UU. y no hay muchos proveedores donde vivo. Pero tienes razón, probablemente debería comenzar a usar piezas SMD pronto :)

Otras personas ya han sugerido controladores IC MOSFET. Parece que realmente quieres hacer un controlador discreto.

Aquí hay un circuito y es básicamente lo que estaría dentro de un controlador IC. Esto da como resultado una conmutación de 100 amperios con un tiempo de transición de aproximadamente 100 ns para mantener la disipación de potencia MOSFET al mínimo.

Q1 es un traductor de nivel de inversión simple para hacer que la señal oscile a 12 voltios. M2 y M3 forman un controlador MOSFET push-pull. R4 y R5 están ahí para limitar la corriente de disparo para evitar daños en M2 y M3 porque, a medida que sus puertas hacen la transición entre 0 y 12 V, ambos estarán encendidos durante una pequeña fracción de tiempo.

Sin R4 y R5, la corriente de disparo superaría sus clasificaciones máximas de corriente de drenaje. En un IC real, M2 y M3 tendrían un tamaño lo suficientemente pequeño como para tener un Rds lo suficientemente alto en lugar de poner resistencias reales.

Además, M2/M3 realiza una inversión para volver a la lógica normal. Finalmente, M3 sirve como controlador de alta corriente para manejar la corriente de 100 amperios.

ingrese la descripción de la imagen aquí

Tenga en cuenta que hay un retraso de aproximadamente 2 us en apagar M1. Si no está cambiando su carga a una frecuencia alta, entonces este 2us no sería motivo de preocupación.

Definitivamente no recomendaría usar estas piezas; Acabo de elegir estos de lo que sea que tenía LTspice. Por ejemplo, M1 está limitado a 35 A continuos, así que reemplace estas partes con algo apropiado para su diseño y vuelva a ejecutar la simulación. Luego pruebe en su prototipo para confirmar el rendimiento. De todos modos, este circuito podría ser un buen punto de partida para ti.

> Aquí hay un circuito. un buen circuito Sugeriría que el OP haga un análisis sobre la cantidad de corriente que necesita entregar a la puerta. si está cambiando una carga de 100a, es un mosfet muy robusto. a frecuencias moderadas, es probable que necesite entregar múltiples amperios (pico) en la puerta.
para que el circuito anterior haga eso, debe reducir las dos resistencias 22R. luego aparece el problema de los disparos y tienes que administrar el tiempo muerto.
La principal causa de desaceleración aquí es "lo mismo de siempre y tan típico hoy en día", es "no se utilizan trucos para mantener rápido el interruptor BJT". Los trucos que faltan son 1) acelerar el condensador, poner 50 pf en paralelo con R2 2) evitar la saturación mediante la sujeción, significa poner un diodo de caída hacia adelante bajo en Q1 de b a c para succionar la corriente de base excesiva. Un diodo schottky es bueno, un diodo de germanio es pasable. Ánodo de diodo a b, cátodo a c. Traté de insertar estos trucos como una edición, pero el par lo rechazó (¿ya no hay veteranos vivos en el par?)
Suena como una excelente mejora. Probablemente fue rechazado porque sería más apropiado como respuesta madre. Publíquelo como una nueva respuesta. Todos aprenderemos de ello. O lo intentaré más tarde y editaré esta respuesta m
El capacitor de aceleración y la abrazadera Baker se mencionan en electronics.stackexchange.com/a/135904/30711 y electronics.stackexchange.com/a/509597/30711 junto con una sugerencia para reemplazar los BJT+aceleradores con un MOSFET 2N7000.

La primera versión: un seguidor de emisor push-pull debería estar bien si solo el mosfet VGS máximo disponible = +4,3 V es suficiente. La resistencia pulldown de aproximadamente 100 ohmios debe insertarse desde los emisores BJT a GND para garantizar el estado desactivado del mosfet, ya que el PNP no se reduce de manera efectiva por debajo de +0,7 V. Además, una resistencia de amortiguación de unos pocos ohmios insertada justo en la terminal de puerta del mosfet debería algún zumbido causado por la capacitancia y la inductancia del cable.

Su segunda versión tiene un atajo. Piense en la ruta actual Q2 base->R3->R2->Q1 base.

El seguidor de emisor no tiene saturación y, por lo tanto, no se apaga el retraso debido a la capacitancia de difusión.

Como proponen otras respuestas, use un controlador de puerta IC. Hace el trabajo con ajuste cero y tiene una menor probabilidad de comportarse de manera impensable durante las transiciones de voltaje de operación.

Anexo debido al comentario del interrogador que establece que la corriente es de 100 A

100 amperios en el estado de identificación necesita una atención seria y aún más si la tasa de conmutación es alta. Realice una prueba activando la compuerta desde un generador de señal de onda cuadrada Zout de 50 ohmios ordinario. Utilice una frecuencia de conmutación baja y comience con una señal unipolar de más de +6 V por seguridad. El osciloscopio en Vgs da una idea de cuán grande es la carga necesaria para inyectar y eliminar para las transiciones de estado en el tiempo de transición deseado. Eso determina la corriente de accionamiento deseada. El osciloscopio en Vds revela los Vgs necesarios.

Las medidas descritas son la base para diseñar el controlador lo suficientemente capaz.

El problema es que necesito cambiar 100A, por lo que Rdson debe ser lo más pequeño posible.
@user95482301 Si realiza la prueba propuesta con un generador de señal, encuentra el nivel de salida de generador utilizable más bajo para Vds lo suficientemente bajo y publica el gráfico de osciloscopio de doble traza de Vds y Vgs, es muy probable que obtenga un montón de diseños adecuados. La trama bien debe revelar las transiciones. Debe utilizar la carga final.

Cambiar 100 amperios rápidamente es peligroso, si no para usted, para la vida útil del circuito.

Suponga que 4" de cable, en alguna parte. Eso es aproximadamente 0.1uH. Aproximadamente. Estoy muy contento de suponer que 1 metro de cable es una inductancia de 1 microHenry, porque puedo ejecutar algunos cálculos de precaución en la parte posterior del sobre y esquivar daños importantes.

Apaguemos esos 100 amperios en 10 nanosegundos. Con inductancia de 0,1uH en fuente o en drenaje. ¿Lo que sucede?

V = L ∗ d I / d T
V = 100 norte a norte o H mi norte r y ∗ 100 a metro pag s / 10 norte a norte o S mi C o norte d s
. El "nano" cancela. Tenemos 100 * 100 /10, o MIL VOLTIOS.

Si está en el desagüe, acaba de borrar el MOSFET de potencia.

Si está en la fuente, es probable que obtenga un comportamiento de retroalimentación negativa que evite el apagado durante muchos nanosegundos. Personalmente, he visto que esto sucede, con cables de prueba largos en controladores de 9 amperios.

Ese es un muy buen punto. Me sorprende que nadie lo haya mencionado antes. ¿Quizás alguien más podría comentar también?
¿Existe un remedio para este problema? ¿O tendría que abordar el problema de la limitación de corriente de otra manera, por ejemplo, con resistencias? ¿Y no es este un problema general, incluso para un interruptor de alimentación SPST ordinario? También usaré este método para OVP/UVP/OCP para mi banco de baterías, que estaría en un estado de encendido constante, pero con un solo evento de conmutación. Supongo que lo que estás describiendo también sería relevante en un evento de sobrecorriente. ¿Sería suficiente tener un zener de 1000V? Supongo que la potencia nominal no tendría que ser mucha.
Corrección: V=L∗di(t)/dt, no V=L∗dt/dT. Fuente: en.wikipedia.org/wiki/Inductancia .
¿Cómo abordar esto? Use planos de tierra debajo de los cables y las pistas, si hay cables, use cinta para sujetar los cables contra el plano, use paquetes MOSFET de baja inductancia, disperse la corriente a través de múltiples MOSFET y use amortiguadores RC (uno en cada MOSFET para garantizar distancias pequeñas) para absorber momentáneamente la energía del campo magnético y disipar la energía.

Hay circuitos integrados de controlador de conversión de nivel solo para ese propósito, por ejemplo, DS0026 o MC34151 .

Tienen entradas compatibles con TTL/CMOS y tienen tiempos de subida y bajada rápidos y pueden manejar corrientes bastante altas; todas las funciones necesarias para encender y apagar los MOSFET rápidamente.

¿Sería posible usar un opamp en su lugar?
Encontré una respuesta a mi pregunta: "Encendido y apagado rápidos para evitar la disipación excesiva de energía al ejecutar el dispositivo en su modo lineal. Esto requiere un dispositivo que pueda mover una gran cantidad de corriente muy rápidamente. Un 741 simplemente no lo hará corta la mostaza".
Un OpAmp tiene los siguientes inconvenientes: (1) no puede cambiar tan rápido (2) no puede proporcionar tanta corriente como un controlador IC/convertidor de nivel especializado. Eso da como resultado una carga/descarga más lenta de la puerta MOSFET, lo que provocará una mayor disipación de energía en el MOSFET.

< ¿Por qué 0-6v?

El emisor de Q2 está 0,7 V por encima de la base de Q2, que es de 0 a 5 V. Esa es tu respuesta.

Sí. Pensé que Q1 lo subiría a 12 V, pero obviamente estoy equivocado :)

Estoy un poco preocupado de que el voltaje de la puerta no esté cayendo lo suficientemente bajo, por ejemplo, parece permanecer alrededor de 400mV. Aunque el suelo parece leerse a 250 mV, tal vez la placa de prueba sea simplemente mala. ¿Qué tan bajo debe ser el voltaje de la puerta para evitar que se acumule calor cuando la señal es baja constante (apagada)?

Parece que MOSFET M1 no está obteniendo una ruta de baja resistencia para un apagado adecuado. Se puede proporcionar a través de un transistor a GND. De esta manera, la puerta M1 se descargará rápidamente.

ingrese la descripción de la imagen aquí

BJT push-pull para un MOSFET
RespuestasAquíPolítica de privacidad1y, 2v