Accionamiento de compuerta acoplado a CA

Estoy tratando de hacer que un controlador MOSFET/IGBT funcione durante casi un año. Los últimos esfuerzos que utilizaron un controlador de tótem bipolar fallaron sin piedad.

Durante algún tiempo estudié alternativas y llegué al controlador de compuerta acoplado de CA de Laszlo Balogh. ( editar: consulte la página 28 en esta nota de la aplicación TI para obtener más información).

Ahora varias dificultades se abrieron paso. Pero espera, primero el esquema :Circuito de accionamiento de compuerta acoplado a CA siguiendo a Laszlo Balogh

Parámetros:

  • I yo o a d , metro a X = 200 A => 50A por n-ch-MOSFET IRF1405Z (4 en paralelo),
  • V d r i v mi = 6.4 V (es por razones de velocidad, de lo contrario, hasta ahora la velocidad resultante era demasiado alta),
  • V d r a i norte − s o tu r C mi , O F F − s t a t mi = 6.4 V ,
  • Se omitió el diodo del circuito de abrazadera (TVS/supresión de voltaje transitorio) (porque solo tengo los individuales y temo quemar otro conjunto de MOSFET con este controlador también),
  • frecuencia F := 5 k H z .
  • agregado después de la publicación amable de Nick a continuación: τ = .001 s (aunque no estoy seguro de si es demasiado pequeño para una frecuencia de 5 kHz; recuerdo que Laszlo usó 100 kHz y usó τ = .0001 s )

Cálculos (es el primer diseño de controlador de puerta en el que involucro matemáticas severas; como vi hasta ahora, la alternativa es destruir los interruptores):

  • Condensador de acoplamiento mínimo: C C C = 3 tu F ,
  • R GRAMO S = 463 O h metro ,
  • Potencia, valor del condensador de derivación del controlador C D R V = 5 tu F ,
  • R GRAMO a t mi , i norte d i v i d tu a yo − METRO O S F mi T − tu norte b a yo a norte C mi − pag r mi v mi norte t i o norte = 10 O h metro .

Dificultades:

  • La abrazadera de voltaje se omitió debido a la simplicidad, con suerte la confiabilidad (ya que creo que los diodos son el punto débil aquí con el capacitor electrolítico) y el bajo nivel de voltaje de accionamiento (Vgs = 6.4). De lo contrario, la polarización daría como resultado una tensión insuficiente por encima del umbral para encender el MOSFET. Espero que la abrazadera de voltaje omitida no sea un problema con el bajo voltaje de accionamiento de la puerta.

  • Además calculé un muy alto d V / d t = 100 metro i yo yo i o norte V / s que da como resultado una resistencia de extracción máxima muy baja de R GRAMO S , metro a X = dieciséis O h metro s ... (sin embargo me decanté por 463 Ohmios, el problema ahora es que ese máximo R GRAMO S no se cumple la condición de voltaje!) ¿Tiene una mejor idea para calcular dV/dt en lugar de d V / d t = V t h C GRAMO a t mi D r a i norte , 0 V ⋅ d V i norte r tu s h / d t = R i norte t mi r norte a yo , metro o s F mi t + R gramo a t mi + R yo o w , d r i v mi r ?

Posibles soluciones:

  • En el AN mencionado, la clasificación dV/dt se estableció como crucial para un encendido seguro. El límite de dV/dt depende de la resistencia de la puerta y otras resistencias, según tengo entendido hasta ahora. Ahora que no tenemos aquí una resistencia de compuerta para el controlador de compuerta acoplado a CA, el límite dV/dt es bastante grande (consulte las especificaciones anteriores). Durante el encendido , Rgs tiene la tarea crucial de mantener apagado el MOSFET, por lo tanto, debemos mantener el valor bajo ya que la caída de voltaje en Rgs debe ser inferior al Vumbral. La corriente que fluye a través de Rgs durante el arranque es proporcional a la irrupción de dV/dt. Y aquí tenemos el problema. Es d V yo i metro i t / d t ≠ d V i norte r tu s h / d t ? Eso resolvería nuestros problemas ya que actualmente uso el límite superior dV/dt para el encendido autoinducido para calcular el R GRAMO S , metro a X = dieciséis Ω .

Compensación de Rgs:

  • Un problema mencionado en las respuestas a continuación y las adiciones anteriores fue el resultado R GRAMO S siendo bajo Así que debería mencionar la explicación de Laszlo de que es una compensación entre una alta frecuencia de conmutación ( τ = s metro a yo yo ⇒ R GRAMO S = s metro a yo yo ) y pérdida de potencia (debido a la corriente desperdiciada que fluye a través de R GS , cuanto más, menor es su valor).

MOSFET paralelos:

  • ¿Cree que se podría atrever a conducir dispositivos paralelos a pesar de las resistencias adicionales requeridas para la protección de la autooscilación (inductancias equilibradas y disipadas por calor, por supuesto)?

¿Beneficios de elegir libremente \tau más alto que lo requerido?

  • Ahora la pregunta es si hay algún beneficio de elegir τ > τ metro i norte libremente más alto que el valor mínimo requerido para obtener un valor de capacitor positivo? Está vinculado a la frecuencia y el ciclo de trabajo, que generan un límite inferior para él, así como al valor y la resistencia del capacitor: τ = R GRAMO S ⋅ C C C . En el AN se elige el valor correcto por deseo. Obviamente si aumentamos τ entonces se debe disminuir Rgs o Ccoupling.

¿Existen beneficios de aumentar Tau además de la flexibilidad en los Rgs y Ccoupling?

Alternativas y limitaciones:

  • Gracias por señalar, estoy abierto a sugerencias de alternativas. Simplemente no quiero usar circuitos integrados de control de compuerta listos porque siento que no son tan fáciles de adaptar a otros MOSFET/IGBT y porque necesitan circuitos adicionales de todos modos.
  • Por supuesto, una desventaja de este controlador de compuerta (AC acoplado) es que no es capaz de manejar un interruptor lateral alto si no me equivoco. El uso de bootstrap o un transformador de accionamiento adicional podría resolverlo, pero la complejidad aumentará. (Vea la Nota de aplicación de Laszlo Balogh nuevamente - busque el controlador de compuerta acoplado de transformador )

Módulo de controlador PWM utilizado

  • Utilizo la placa de desarrollo STM de 32 bits para el control: tiene varias salidas PWM, las que uso regularmente, desafortunadamente, ¿bajo grandes pérdidas debido a que no hay suficiente protección de las entradas? Otro misterio que trato de descifrar. Los GPIO manejan 1 A de corriente si no recuerdo mal. (Me pregunto si los picos de voltaje llegarán a las entradas a través de un capacitor en el acoplamiento de CA).

  • Nick señaló que la amplitud de la señal (3,3 V) del STM de 32 bits m C o norte t r o yo yo mi r Las salidas serán demasiado bajas para controlar directamente el MOSFET sin nivel lógico. ¡Olvidé que un capacitor no se puede cargar a un voltaje más alto que el voltaje de suministro! => Agrego un transformador de escala o compro un controlador IR2121 o MIC4426 1.5A como lo propone Nick Alexeev.

  • ¿Es posible agregar un transistor de nivel lógico entre una fuente de alimentación externa de +6.4V y el capacitor de acoplamiento alternativamente al transformador escalador?

    • ¿O es un amplificador de voltaje una solución viable? ¿O es mejor ceñirse a un módulo de controlador separado ahora que se han relativizado las ventajas del recuento de piezas?
¿Qué controlador IC o PWM de controlador de compuerta está utilizando? Aún debe proporcionar suficiente corriente de accionamiento de puerta (obviamente). Debo admitir que tus problemas no me parecen demasiado claros en este momento. Debería leerlo unas cuantas veces más. ¿Por qué eligió este esquema de conducción de puerta acoplado a CA? Por el momento, no estoy convencido de que la puerta acoplada a CA sea el esquema adecuado para su situación.
Hola Nick, yo tampoco estoy seguro. Leí la Nota de aplicación de conmutación de alta velocidad de Laszlo varias veces y encontré que el controlador acoplado a CA me convenció. (Agregué una oración al respecto, también sobre el controlador PWM). Estoy seguro de que escribí demasiado confuso, afortunadamente nuestra comunidad es espléndida y editó mi publicación y los errores de inmediato. :)

Respuestas (2)

Comenzaré con conclusiones y luego seguiré con algunos razonamientos. Esperemos que sea útil.

  • 6.4V será realmente marginal V SG para este FET ( IRF1405Z ). Dado que la Meseta de Miller (Fig. 6) ocurre alrededor de ese voltaje, es posible que no cambie completamente con estas corrientes. Si no puede obtener alrededor de 10 V para impulsar el FET, entonces debe encontrar un bajo V el FET para usar en su lugar.
  • Se debe utilizar un accionamiento de compuerta de acoplamiento directo en lugar de un accionamiento acoplado de CA. La aplicación no parece necesitar una unidad de CA. Y una unidad de CA dará como resultado una menor V SG que incluso 6.4V.
  • Hay una gran diferencia entre los valores necesarios para el pull down pasivo R SG durante el arranque lento del sistema dV/dt, y resistencia total del circuito de puerta R gramo para la operación de conmutación. R SG puede ser un valor muy alto, como 10KOhms a 100KOhms para el arranque lento (generalmente milisegundos) dV/dt. Resistencia total de la puerta R gramo normalmente tendrá que ser inferior a ~200 ohmios para una conmutación de dV/dt alta. Para obtener más información sobre esto, debe consultar esta respuesta que creo que lo explica todo (Sí, soy parcial).
  • Debido a los voltajes involucrados en este caso, solo 6.4V, dV/dt no es realmente un problema aquí. Si realmente solo hay 6.4V V ds , entonces no será posible que dV/dt conduzca V gs hasta V el del IRF1405Z.

Accionamientos de compuerta acoplados a CA: ¿para qué sirven?

La única razón para usar un controlador de compuerta acoplado capacitivamente es si por alguna razón se necesita un voltaje negativo en la compuerta FET cuando el FET está apagado. Un problema con el variador de CA es que siempre se pierde una cantidad de voltaje de compuerta positivo de los niveles del variador de entrada, y será una cantidad variable según el ciclo de trabajo de la forma de onda del variador o el voltaje de sujeción.

En este caso, donde se ha eliminado el circuito de la abrazadera, el pico V SG es una función del ciclo de trabajo (DC) así como del valor de la fuente. La señal de excitación en el lado FET del condensador de acoplamiento ( C C ) se normalizará al valor promedio mediante el desplegable pasivo R SG y seria igual a (1-CC) V DRV . Por ejemplo con 6.4V V DRV , si el ciclo de trabajo del interruptor es del 50 %, entonces el estado alto V SG seria 3.2v Si el ciclo de trabajo fuera del 20%, el estado alto V SG Sería 5.1V.

Mirando la Figura 1 de la hoja de datos IRF1405Z, V SG de 5,1 V da como resultado una corriente de drenaje máxima de 40 amperios, o no completamente encendido. Esto haría que los FET se disiparan en exceso y se quemaran. Con las altas corrientes que se conmutarán, no puede permitirse el lujo de tener voltajes de compuerta bajos por ningún motivo.

dV/dt

El IRF1405Z tiene 12 nH de inductancia de paquete en las conexiones de drenaje y fuente, y un C oss de ~1000pF a 12V V ds . Eso debería limitar la V ds tiempo de subida de la matriz a unos 10 nseg. Calcular una respuesta resonante Q alta para el LC y un voltaje de estado estable para V ds de 6.4V, V ds en el dado podría sonar a 12.8V. Eso es un dV/dt de alrededor de 1V/nseg. Usando la ecuación, de la respuesta citada anteriormente, para V gs bajo dV/dt:

V gs = C Dios V dsslp R gramo ( 1 − mi − t R gramo ( C Dios + C gs ) )

Y poniendo valores para IRF1405Z:

V gs = (500pF) (12V/10nseg) Rg  ( 1 − mi − 10 nseg (500pF + 4500pF) Rg )

Es posible ver que cualquier valor para R gramo se va a ir V gs menos de aproximadamente 1V. Entonces, parece que dV/dt no será un problema. (¡Nunca pensé que diría eso!)

Y oye, ya encontré tu solución antes. Una vez que alcance la reputación de 15 votos a favor, me uniré a los esfuerzos allí. Oh, ¿soy parcial ahora también? Lo que me vuelve loco es que el V GRAMO S limita demasiado la corriente de carga si se elige demasiado alta. ¡Necesitaré algo de tiempo para sacar completamente mis lecciones de su detallado y abundante esfuerzo (como el de Nick)! Después de implementar los cambios, regresaré y publicaré una solución que espero haya encontrado. Por cierto, un accionamiento directo implicaría el uso de un MOSFET/IGBT de nivel lógico (=> bajo Vumbral). Como no tengo ninguno, tendré que buscar una solución.
Acepté su respuesta ya que ni Nick ni nadie más parece molestarse en votar su respuesta detallada y yo mismo arreglé partes de la respuesta de Nick que mostraban que los resultados de sus cálculos, aparte del factor 4 de 4 FET, están en línea Qcon mío. Su respuesta es muy detallada + en combinación con su dV_ds / dtrespuesta vinculada (modelo L3 de un MOSFET) me permite crear un controlador de bricolaje que funcione. Gracias. tuyo árbol de las hadas

R GS = 463Ω en el OP es una resistencia sorprendentemente baja.
Hice el cálculo de esa nota de la aplicación TI : las ecuaciones en las páginas 36-38.

q GRAMO = 4 ⋅ 260 Carolina del Norte. El número 260nC proviene de la hoja de datos IRF1405 .
τ = 0.1 segundo. Supongamos este valor.
F D R V = 5 kHz. Como en el OP
V D R V = 6.4 V. También como en el OP

entonces

C C , metro i norte = 20 ⋅ q GRAMO τ F D R V V D R V ( 2 τ F D R V − 5 )

Dado que la frecuencia de conmutación es relativamente alta, τ F D R V 2 τ F D R V − 5 ≈ 1 2 , y la ecuación para C C , metro i norte simplifica

C C , metro i norte ≈ 10 ⋅ q GRAMO V D R V = 1.625 µF

R GRAMO S = τ C C = 0.1 1.625 ⋅ 10 − 6 = 61.5 kΩ

No sé si esta es la causa raíz de los problemas del OP, pero tengo un valor para R GS , que es 2 órdenes de magnitud diferente al del OP

Nota de OP: Gracias, si tomamos el valor de OP para τ = 0.001 s que inicialmente se olvidó de especificar, obtenemos un R GRAMO S = 615 Ω que está en el área del resultado del OP: es una compensación entre la alta frecuencia de conmutación ( τ = s metro a yo yo ⇒ R GRAMO S = s metro a yo yo ) y pérdida de energía (debido a la corriente desperdiciada que fluye a través R GRAMO S cuanto más, menor es su valor).)

NA en respuesta a las actualizaciones en el OP: con respecto al último párrafo en el OP sobre el controlador PWM. Tengo dudas.

  1. Antes escribiste eso V d r i v mi = 6.4 . STM32 funciona con +3.3V. Su GPIO no puede apagar 6.4V.
  2. No conozco un μC (microcontrolador) cuyo GPIO pueda generar o hundir 1 A (un amperio). Incluso si se trata de una carga máxima, 1 A es mucha corriente para GPIO. Sospecho que a su diseño le falta un controlador de puerta adecuado. Aquí hay un ejemplo entre muchos circuitos integrados de controlador de puerta.
Gracias Nick, ¡es tan bueno ver tu recálculo! Debería añadir el mío al hilo. También me pasaron valores tan altos, pero caen extremadamente rápido al disminuir τ en una magnitud (usé τ = .001 s ). Ahora me di cuenta de que accidentalmente tomaste τ = 1 s en lugar de su mencionado .1 segundos y lo corrigió en consecuencia para que en lugar de R GRAMO S = 615 kΩ resulta un valor de 61,5 kΩ. Calculé el R_GS siguiendo tus cálculos usando mi Tau τ = .001 s y llegó a 615Ω entonces. Un valor bajo no debería ser un problema, el propio L.Balogh obtuvo 400 Ω en un ejemplo. Ay: f, Tau
¡Bien, usted señaló que el cargo se tiene que multiplicar por 4! ¡Gracias!
Otro comentario: O usted o yo usamos la hoja de datos incorrecta, usé: IRF1405 Z PbF con 75 amperios. ¿Cree que la calificación actual no es lo suficientemente alta? Agregué otra observación al dilema Rgs (ya que tenemos un límite superior de 16 ohmios). Aparentemente, ambos estamos por encima de eso, lo que lleva a una falla en el encendido.
Resistencia de accionamiento de puerta @jonardaron para dV dt es toda la resistencia en el circuito de la puerta como se ve desde la puerta del FET, no es solo el R SG pulldown pasivo, pero también incluye la salida del controlador de puerta y debe ser mucho más bajo que solo la resistencia de pulldown pasivo.
@gsills: Entonces, ¿hay una diferencia entre el límite de dV/dt y la irrupción de dV/dt que ocurre debido a la carga del condensador mosfet C_GS? Estás seguro de que debería ser inferior a R GRAMO S - ¿Esto es para AC acoplado solo porque no tenemos una resistencia de puerta real? Este problema de inicio de dV/dt me confunde mucho.
@Nick: Definitivamente, ¡es un gran problema que no vi! Simplemente creía erróneamente que a través de un capacitor se puede escalar un voltaje, pero eso está mal: un capacitor nunca se carga más que el voltaje de suministro. Gracias por señalarlo. ¡Es una pena que este controlador de compuerta acoplado a CA no tenga un beneficio real si el módulo PWM no tiene un voltaje lo suficientemente alto! 3.3V realmente es demasiado bajo para los MOSFET sin nivel lógico.
@jonardaron Hay una diferencia entre el pull down pasivo R SG necesaria para la dV/dt lenta en el arranque del sistema y la resistencia total del circuito de compuerta necesaria para la operación de conmutación del FET. Creo que la respuesta y la conclusión de Nicks son realmente buenas. Voy a publicar una respuesta para tratar de aclarar algunos conceptos erróneos que persisten.
¡Definitivamente! ¡Y estoy muy feliz con ambas respuestas! Me ahorraste mucha más ira innecesaria después de un año. Le conté de su ayuda a mi hermano pequeño para cuyos modelos de vehículos eléctricos está planeado el circuito porque explotamos el viejo en el invierno mientras conducíamos en la nieve y comprar un nuevo controlador de motor es aburrido y demasiado costoso debido a mis micro aventuras hidroeléctricas. resultar cada vez más costoso. Me dijo que no le sorprendía que tuviera tantos errores incluso en mi último intento de gatedrive. :) Todavía apunto a esas unidades de puerta rígidas de doble transformador, ideales para un puente completo.
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